合成涟波调整器.pdf

本发明揭示一种供DC－DC转换器使用的合成涟波调整器，该合成涟波调整器可产生辅助电压波形，该辅助电压波形可有效复制通过输出电感器的波形涟波电流，并使用该辅助电压波形控制迟滞比较器的转换。在非限制实现中，跨导放大器监控穿过该电感器的电压，并向涟波波形电容器提供代表电感器电压的电流，从而产生该辅助电压波形。使用该复制电感器电流进行涟波调节导致低输出涟波、输入电压前馈及简单化补偿。

1.  一种控制PWM切换信号产生的方法，与具有控制器的DC-DC电压转换器共同使用，该控制器产生脉冲宽度调变(PWM)切换信号，切换控制着具有分别与电源终端连接的第一及第二电极装置的切换电路的操作，且该控制器具有共同节点，其通过电感器与受调节电压输出电压终端及电容器耦合，该方法包含以下步骤：
(a)产生涟波波形，并将该涟波波形与该受调节电压输出电压终端的电压结合，以产生结果涟波波形；及
(b)根据该结果涟波波形，控制该PWM切换信号的产生。

2.  如权利要求1所述的方法，其中步骤(b)包含将该结果涟波波形与控制PWM切换信号产生的迟滞比较器耦合。

3.  如权利要求1所述的方法，其中步骤(a)包含由监控穿过该电感器的电压产生该涟波波形。

4.  如权利要求3所述的方法，其中步骤(a)包含将穿过该电感器的电压与包含跨导放大器电路的电路耦合，其输出提供代表电感器电压的电流，与穿过该电感器的电压成正比，并向电容器提供该代表电感器电压的电流，以产生该结果涟波波形。

5.  如权利要求4所述的方法，其中步骤(b)包含将该结果涟波波形与控制该PWM切换信号的产生的迟滞比较器的第一输入耦合。

6.  如权利要求5所述的方法，其中步骤(b)进一步包含将该输出电压终端的输出电压与规定DC参考电压比较，以产生误差信号电压，并将该误差信号电压与该迟滞比较器的第二输入耦合。

7.  如权利要求3所述的方法，其中步骤(a)包含将该电感器各自端的电压节点与第一及第二跨导放大器电路耦合，其输出受控切换，以提供代表电感器电压的电流，其与穿过该电感器的电压成正比，并且向电容器提供该代表电感器电压的电流，以产生该结果涟波波形。

8.  如权利要求1所述的方法，其中步骤(a)包含产生该涟波波形，其作为辅助电压波形以有效复制通过该电感器的涟波电流。

9.  一种具有控制器的DC-DC电压转换器，该控制器产生脉冲宽度调变(PWM)切换信号，其切换控制包含各自电源供应终端间耦合的电极装置切换电路的操作，并且该控制器具有共同节点，其通过电感器与受调节电压输出电压终端及电容器耦合，该DC-DC电压转换器包含：
涟波波形产生器，其操作可产生涟波波形，并可将该涟波波形与该受调节电压输出电压终端的电压相结合，以产生结果涟波波形；及
耦合电路，其操作可耦合该结果涟波波形与该控制器，其方式依据该结果涟波波形使得该控制器控制该PWM切换信号的产生。

10.  如权利要求9的DC-DC电压转换器，其中该控制器包含迟滞比较器，其控制该PWM切换信号的产生，并且其中该耦合电路配置为将该结果涟波波形与该迟滞比较器耦合。

11.  如权利要求9的DC-DC电压转换器，其中该涟波波形产生器根据穿过该电感器的电压操作可产生该涟波波形。

12.  如权利要求11的DC-DC电压转换器，其中该涟波波形产生器包含耦合的跨导放大器电路，以监控穿过该电感器的电压，该跨导放大器电路提供代表电感器电压的电流，其与穿过该电感器至电容器的电压成正比，以产生该结果涟波波形。

13.  如权利要求11的DC-DC电压转换器，其中该涟波波形产生器包含第一及第二跨导放大器电路，其输出通过可控制开关耦合，以提供代表电感器电压的电流，其与穿过该电感器的电压成正比，该可控制开关向电容器供应该代表该电感器电压的电流，以产生该结果涟波波形。

14.  如权利要求12的DC-DC电压转换器，其中该控制器包含迟滞比较器，其控制该PWM切换信号的产生，并且其中该耦合电路配置为将该结果涟波波形与该迟滞比较器耦合。

15.  如权利要求14的DC-DC电压转换器，其中该耦合电路操作可将该结果涟波波形与该迟滞比较器第一输入耦合，并进一步包含误差信号放大器，其操作可将该输出电压终端的输出电压与规定DC参考电压相比较，以产生误差信号电压，并且其中该误差信号电压与该迟滞比较器第二输入耦合。

16.  一种合成涟波调整器，包含：
控制器，其操作可产生脉冲宽度调变(PWM)切换信号，该信号切换控制包含各自电源供应终端间耦合的电子装置的切换电路的操作，并且该控制器具有共同节点，其通过电感器与受调节电压输出电压终端及输出电容器耦合；
涟波波形产生器，其操作可产生涟波波形，并将该涟波波形与该受调节电压输出电压终端的电压相结合，以产生结果涟波波形；及
迟滞比较器，其依据该结果涟波波形，操作可控制该PWM切换信号的产生。

17.  如权利要求16的合成涟波调整器，其中该涟波波形产生器通过监控穿过该电感器的电压操作可产生该涟波波形。

18.  如权利要求17的合成涟波调整器，其中该涟波波形产生器包含耦合以监控穿过该电感器的电压的跨导放大器电路，该跨导放大器电路提供代表电感器电压的电流，其与穿过该电感器至涟波波形电容器的电压成正比，以产生该结果涟波波形。

19.  如权利要求17的合成涟波调整器，其中该涟波波形与该迟滞比较器第一输入耦合，并进一步包含误差信号放大器，其操作可将该输出电压终端的输出电压与规定DC参考电压相比较，以产生误差信号电压，并且其中该误差信号电压与该迟滞比较器第二输入耦合。

20.  如权利要求17的合成涟波调整器，其中该涟波波形产生器包含第一及第二跨导放大器电路，其输出通过可控制开关耦合，以提供代表电感器电压的电流，其与穿过该电感器的电压成正比，该可控制开关向涟波波形电容器提供该代表电感器电压的电流，以产生该结果涟波波形。

合成涟波调整器
相关申请案交互参考
本申请案主张共同申请的临时专利申请案的利益，其序号为60/352,683，2002年1月29日申请，标题「合成涟波调整器」，发明人为M.Walters等人，转让给本申请案的受让人，并且将其披露并入本文。
发明领域
本发明一般涉及电源供应电路及其组件，并特别针对提供DC-DC转换器使用的合成涟波调整器。本发明的合成涟波调整器产生人造或合成涟波波形，其控制转换器的切换操作，减少输出涟波并改进DC精确性。
发明背景
集成电路的电力通常由一个或更多直接电流(DC)电源提供。在许多应用中，该电路可能要求复数的调节电压，其与可用的供应电压(其可能相当低，例如三伏特或更少，特别在低电流消耗较理想处，如可携式、电池式装置)不同。此外，在许多应用中，负载电流可能在大小上有所不同。针对这些要求，使用基于脉冲或涟波产生器的转换器已经成为普遍实践，如图1中显示的类型的一迟滞或「开关式」转换器。
该基于涟波产生器的DC-DC电压转换器使用较简单的控制机制并提供对负载瞬变的快速反应。该涟波调整器的切换频率是非同步的，其在想要直接控制切换频率或切换边缘的应用中是有利的。为此目的，图1的涟波调整器使用迟滞比较器10，其控制闸极驱动电路20，其相应的输出驱动端口22及23与一对电力切换装置的控制或闸极驱动输入耦合，该对装置各自显示为上方P-MOSFET(或PFET)装置30及下方N-MOSFET(或NFET)装置40。这些FET切换装置的汲极/源极路径在第一及第二参考电压(Vdd及接地(GND)间串联耦合。
闸极驱动电路20控制切换或开关两个切换装置30及40，根据比较器10提供的脉冲宽度调变(PWM)切换波形(例如在图2时间图中的PWM所示)。该上方PFET装置30由闸极驱动20应用上方闸极切换信号UG进行开关，该信号发送至PFET装置20的闸极，而NFET装置30由闸极驱动20应用下方闸极切换信号LG进行开关，该信号发送至NFET装置30的闸极。
两电源FET 30/40间的一共同或相电压节点35通过一电感器50与一电容器60耦合，该电容器60参考一规定电压(例如ground(GND))。电感器50与电容器60间的连接55是作为输出节点，从其导出一输出电压输出(如图2所示的三角形波形输出)。为了调整相对于一规定参考电压的输出电压，输出节点与迟滞比较器10的一第一反相(-)输入11、一第二非反相(+)输入12耦合，其耦合是为接收一DC参考电压。
在该迟滞或’开关式’调整器中，当节点55的输出电压Vout下降至低于参考电压参考时(减去比较器的固有迟滞电压Δ)，由迟滞比较器10产生的输出PWM信号波形转变为一第一状态(例如变高)；当输出电压Vout超过参考电压加迟滞电压Δ时，比较器的PWM输出转变为一第二状态(例如变低)。负载的增加的应用将导致输出电压(Vout)降至低于参考电压，对此比较器10引发闸极驱动打开上方切换装置30。由于该转换器是非同步的，闸极驱动控制信号不等待一非同步时脉，而这在多数固定频率PWM控制方案中是很普遍的。
涉及到该类型涟波调整器的原则包含：高涟波电压、DC电压精确性及切换频率。由于迟滞比较器10直接设定涟波电压Vout的大小，使用一更小迟滞Δ将减小电源转换效率，因为切换频率随着迟滞变小而增加。为了控制DC输出电压，其是涟波波形的一函数，将调节输出涟波电压(图2中显示的输出)的波峰71及波谷72。对于显示的三角形波形，输出电压的DC值是PWM工作系数的一函数。当通过电感器50的电流变为非连续，产生较短的’尖峰’，其的间是较长周期的低电压，输出电压波形在轻负载时也会改变，如图2中DISCON波形所示。由于涟波电压波形随着输入线及负载状况而不同，维持严格的DC调节较困难。
另外，电容器科技的改进将改变涟波波形。特别地，陶瓷电容器科技的目前状况使得陶瓷电容器的等效串联电阻或ESR(其产生图2所示输出电压波形的分段线性或三角形波形)可以降至非常低的数值。然而，在非常低的ESR值下，输出电压的涟波形状从三角形变为一非线性形状(例如抛物线及正弦曲线)。这导致输出电压溢出迟滞门限，并引起更高的双波峰涟波。结果，当在一涟波调整器中使用时，想要降低DC-DC转换器中输出电压涟波的改进实际上可导致增强的涟波。
发明概要
根据本发明，传统涟波调整器的缺点，包含以上所述，藉由合成涟波调整器的方法有效消除，其可有效产生一辅助电压波形，例如有效复制或映射通过输出电感器的波形涟波电流，并使用该辅助电压波形控制迟滞比较器的转换。使用这样重新构造的电流涟波调节导致低输出涟波、输入电压前馈及简单化补偿。
将穿过电感器的电压与跨导放大器(其输出供应具有斜坡电流的’涟波电压’电容器，该斜坡电流与穿过电感器的电压成正比)耦合，可以轻易地产生辅助电压波形。由于穿过电流驱动电容器的电压与穿过电压驱动电感器的电流等效，使用与穿过电感器电压成正比地电流驱动涟波电容器，将提供理想的控制迟滞比较器的波形形状。对于步骤输入电压改变，该斜坡电流将成比例改变，以更改电源切换装置的导电间隔。
将误差信号放大器插入迟滞比较器的上游，并与其耦合以接收调节参考电压。该误差信号放大器用来增加DC调节精确性，提供高DC增强以减少由于涟波波形、不同偏移量及其它误差信号引起的误差信号。该误差信号放大器的输出跟随负载电流，并供应给迟滞比较器的参考输入。
图1概略地说明了基于传统涟波调整器的DC-DC电压转换器的一般结构；
图2是时序图，其显示PWM及与图1的基于涟波调整器的DC-DC电压转换器操作相关联的输出电压波形；
图3概略地说明了依据本发明的合成涟波调整器的一般构造；
图4概略地说明了图3的合成涟波调整器的一非限制实现；
图5是时序图，其显示与图3及4的合成涟波调整器的操作相关联的波形；
及
图6显示图4的跨导放大器，其作为两个独立受控跨导放大器实现。
在说明本发明的合成涟波调整器的一非限制但较佳具体实施例前，应说明本发明主要在于传统电路组件的一安排，及将其并入上述类型一迟滞控制器中的方式。请理解本发明可以其它不同实现方式来具体实施，而且不应解释为只限于本文中显示及说明的具体实施例。相反地，这里所显示及说明的实现范例只是为了提供与本发明有关的那些细节，从而不至于将本披露与对于熟练本技艺者十分明显的细节混淆，其从本说明中获益。贯穿本文及图式，同样的数字表示同样的零件。
现在请看图3，其概略地说明了依据本发明的合成涟波调整器的一般构造。如上述简单说明，及如图3中显示的合计单位100，依据本发明的合成涟波调整器将一辅助涟波电压(涟波)注入反馈通道，至迟滞比较器10的输入11，使得其与输出电压在节点55相结合。该辅助波形要与转换器的切换间隔同步，并具有对应于电感器中电流波形的一形状，其在本范例中，是一三角形波形涟波电流。
请注意，依据下列等式(1)，通过一电压驱动电感器的电流与穿过一电流驱动电容器的电压等效，因而这样一电压波形可轻易产生：
i L ( t ) = 1 L ∫ V L * dt ]]>
v C ( t ) = 1 C ∫ i c * dt - - - ( 2 ) ]]>
i L ( t ) = 1 L [ ∫ O t ON ( Input - Output ) dt - ∫ t ON T Ouput * dt ] - - - ( 1 ) ]]>
同样，穿过一电容器的电压如等式(2)所说明：
使用与穿过电感器电压成正比的一电流驱动一电容器，将提供理想的波形形状。在间隔t_on期间，流向电容器的驱动电流I_c与’输入’成正比，在剩下的间隔(T＝t_on)期间，其小于’输出’并与’输出’成正比。
产生实现图3的合成涟波调整器中的此类涟波波形的一非限制实现在图4中概略地说明，其包含与’涟波电压’电容器120耦合的跨导放大器110。该跨导放大器110产生输出电流I_RAMP，依据等式(1)，其与穿过电感器50的电压成正比。涟波电压电容器120将该电流转换成一代表电感器电流的电压，其具有理想的波形形状。基于电感器电流同步化涟波波形的好处就是固有的前馈特性。对于步骤输入电压改变，电流I_RAMP将成比例改变，以更改电源切换装置的导电间隔。
为此目的，跨导放大器110有第一非反相(+)输入111，其在电感器50的一端与相位节点35耦合，而第二(-)输入112在电感器的另一端与输出电压节点55耦合，使得跨导放大器10’看见’穿过电感器的电压。输出电压节点55进一步与电容器120的第一终端121及插入迟滞比较器10上游的误差信号放大器130的反相(-)输入141耦合。误差信号放大器130是用来增加DC调节精确性、提供高DC增强以减少由于涟波波形、不同偏移量及其它误差信号引起的误差信号。误差信号放大器130有一耦合的第二非反相(+)输入132，以接受电压参考，而其输出133与迟滞比较器10的非反相(+)输入12耦合。在图4的配置中，误差信号放大器130的输出跟随负载电流。跨导放大器110的输出113与电容器120一第二终端122及迟滞比较器10的反相(-)输入11相耦合。
图3及4中合成涟波调整器的操作可以通过参考图5的波形时序图集来理解。为了提供非限制范例，调整器电压设置为参考值＝1VDC，并且迟滞比较器10以+/-100mV的迟滞现象运行。电感器50的感应系数为1μH，而输出电容为10μF。线M1(在30μsec时间标志)代表输入电压的变化，其从M1的前3.6VDC的值变为M1上及其后的4.2VDC的值。
上方波形501对应于穿过涟波电压电容器120产生的涟波电压；中间波形502为通过电感器50的电流，而下方波形503为节点55上的输出电压。相应的涟波及电感器电流波形501及502的类似处是显而易见的，如其各自在t＝20μs及t＝50μs时的步骤转变511/521及512/522。如波形502所显示，转换器最初为输入供应电压3.6VDC提供一值为100mA的电感器电流。该电感器电流是非连续的，并且切换频率有比较稳定的值，其为900KHz。
如波形502中的瞬变521(t＝20μs)，负债电流有一逐步(X10)增加，从100mA至1A的值，而切换频率增加至1.5MHz的频率。从输出电压波形503，可看到在该瞬变中发生的涟波531的量比较小(只有+/-3mV，其远低于图1的先前技艺调整器的量(+/-100mV)，其发生在非连续操作中，负载电流＝100mA，然后降至+/-1.5mV)。
在M1或t＝30μs时间标志，在输入电压逐步增加，从3.6VDC至4.2VDC，并且切换频率几乎增加至2.3MHz，然而波形501、502及503的水平都保持稳定。随后，在t＝50μs，在电感器/负载电流波形501中有逐步瞬变512，其从1A降至100mA，而切换频率稳定在1.3MHz的值上。如可从输出电压波形503看出，就像发生在t＝20μs瞬变的涟波531，该进一步瞬变的涟波532的量也较小(只有+/-3mV并降至+/-1.5mV)，因此输出电压在电压参考为1VDC的值上受到有效调节。
从以上说明中可理解到，本发明的合成涟波调整器可有效复制通过输出电感器的波形涟波电流，并使用该辅助映射电压波形控制迟滞比较器的转换。使用这样一重新构造的电流涟波调节将导致低输出涟波、输入电压前馈及简单化补偿。作为基于穿过输出电感器的电压而合成一辅助涟波波形的替代方法，可使用一具有参考接地涟波的求和节点。也可为具有固定输入及输出电压级别的应用预定斜坡电流。此外，可将跨导放大器连接至一闸极输入信号而不是相位节点。
而且，跨导放大器110的功能性可通过两个独立受控跨导放大器实现，如图6中150及160所示。在该方法中，跨导放大器150将其输入与输入节点耦合，而跨导放大器160将其输入与输出节点55耦合。这些放大器的输出有选择地通过一类比多工器170切换至电容器120及迟滞比较器10的反相(-)输入11。该替代配置使得该斜坡电流更精确受控，从而改进线性。
尽管我们已经显示及说明依据本发明一具体实施例，应理解同样应用不只限于此，而是容许许多改变及修改，这是熟悉本技艺者所知的，因此我们不愿局限于本文中显示及说明的细节，而是想要涵盖所有这样的改变及修改，其对具有本技艺一般水平者也是明显的。