向DC－DC转换器提供连续温度补偿的可编程电流感应电路.pdf

一种电流感应和校正电路具有可编程温度补偿电路，它被结合入降压型DC－DC转换器的脉宽调制控制器。控制器的前端包含感应放大器，其输入经由电流反馈电阻耦合到转换器的共用输出节点。MOSFET的阻抗由感应放大器单元控制，其中经由该MOSFET的电流由采样保持电路进行采样。感应电流校正电路耦合于采样保持电路和控制器之间，并用于向控制器提供与感应电流具有确定温度补偿关系的校正电流。在确定温度处校正电流与感应电流之比等于1的值，而在该确定温度以外的温度处具有其它值。

1.  一种用于产生经调整的直流(DC)输出电压的装置，其特征在于，包括：
DC-DC转换器，它耦合到电源电压并用来产生从所述电源电压派生出的经调整的输出电压，所述DC-DC转换器具有产生PWM开关信号的脉宽调制发生器，所述PWM开关信号可开关地控制包含耦合在各第一和第二电源端之间的第一和第二电子电源开关装置的开关电路的操作，其共用节点经由电感器元件耦合到输出电压端；以及
控制器，用于控制所述PWM发生器的操作，所述控制器包括
感应放大器单元，它具有耦合到所述第一电源端的一输入、一第二输入和输出，
电流反馈电阻器，电耦合于所述共用节点和所述感应放大器单元的所述第二输入之间，
可变阻抗，耦合到所述感应放大器单元的所述输出并耦合到所述感应放大器单元的所述第二输入，所述可变阻抗被配置成响应于所述感应放大器单元的所述输出来改变阻抗，
采样保持电路，它耦合到所述可变阻抗，并用于采样和保持流经所述可变阻抗的电流作为感应电流，以及
感应电流校正电路，它耦合在所述采样保持电路与所述控制器之间，并用来向所述控制器提供校正电流，该校正电流具有与所述采样保持电路所采样保持的所述感应电流的预定温度补偿关系。

2.  如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述校正电流与所述感应电流的所述预定温度补偿关系是在预定温度处所述校正电流与所述感应电流之比等于1，而在所述预定温度之外的温度处具有非1的值。

3.  如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述校正电流与所述感应电流的所述预定温度补偿关系是在所述预定温度之外的温度处所述校正电流与所述感应电流之比遵循确定的曲线。

4.  如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述第一电子电源开关装置包括MOSFET，且所述确定的曲线接近所述MOSFET的漏极-源极电阻随温度的变化。

5.  如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述感应电流校正电路包括编程元件，它用于改变所述确定曲线的斜率。

6.  如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述校正电流与所述感应电流的所述预定温度补偿关系是在给定温度处所述校正电流等于所述感应电流，而在所述预定温度以上的温度处所述校正电流与所述感应电流之比小于1，而在所述预定温度以下的温度处所述校正电流与所述感应电流之比大于1。

7.  如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述感应电流校正电路包括编程元件，它有效地建立与由所述采样保持电路采样和保持的所述电流的所述预定温度补偿关系。

8.  如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述采样保持电路用于生成第一和第二感应电流，它们每一个都表示由所述采样保持电路采样和保持的所述电流，以及
所述感应电流校正电路包括
第一感应电流通路，它用于处理所述第一感应电流以产生所述感应电流的第一和第二成比例形式，以及
第二感应电流通路，它与所述第一感应电流通路耦合，并用于将所述第二感应电流与所述感应电流的所述第一和第二成比例形式组合以产生所述控制电流。

9.  如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述第一感应电流通路用于根据可编程的电路元件处理所述第一感应电流以产生所述感应电流的第一和第二成比例形式。

10.  如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述第一电流通路包括所述可编程电路元件，以及第一和第二辅助放大器电路，它们耦合到所述可编程电路元件以产生所述感应电流的所述第一和第二成比例形式。

11.  如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述第一电流通路包括电流方向电路，它与所述第一和第二辅助放大器电路中的一个相耦合并用于向所述感应电流的所述第一和第二成比例形式中的一个提供相对于所述第二感应电流的预定电流方向。

12.  如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述电流流动方向电路包括电流镜像电路，它耦合到所述第一辅助放大器电路并用于向所述感应电流的所述第一成比例形式提供相对于所述第二感应电流的所述预定电流流动方向。

13.  如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述电流方向电路包括第三辅助放大器电路，它耦合到所述第一辅助放大器电路并用于向所述感应电流的所述第一成比例形式提供相对于所述第二感应电流的所述预定电流方向。

14.  一种电源，其特征在于，包括：
降压型脉宽调制器(PWM)DC-DC转换器电路，它具有输入、高侧输出和低侧输出；
高侧开关，它耦合于第一电压电源端和共用输出节点之间并用于响应于所述高侧输出控制流经其的电流；
低侧开关，它耦合于所述共用输出节点和第二电压电源端之间并用于响应于所述低侧输出来控制流经其中的电流；
感应放大器单元，它具有第一输入、第二输入和输出，所述第二输入耦合到所述第二电压电源端；
电流反馈电阻，它电耦合于所述共用输出节点和所述感应放大器的所述第一输入之间；
可变阻抗部件，它电连接到所述感应放大器单元的所述输出以及所述感应放大器的所述第一输入，所述可变阻抗部件被配置成响应于所述感应放大器单元的所述输出而改变阻抗；
采样保持电路，它耦合到所述可变阻抗部件并用于采样和保持流经所述可变阻抗部件的电流作为感应电流；以及
感应电流校正电路，它耦合于所述采样保持电路和所述降压型PWM DC-DC转换器之间，并用于向所述降压型PWM DC-DC转换器的所述输入提供校正电流，该校正电流与由所述采样保持电路采样和保持的所述感应电流的预定温度补偿关系。

15.  如权利要求14所述的电源，其特征在于，所述校正电流与所述感应电流的所述预定温度补偿关系是，在所述预定温度外的温度处所述校正电流与所述感应电流之比遵循确定的曲线。

16.  如权利要求15所述的电源，其特征在于，所述第一电子电源开关装置包括MOSFET，且所述确定的曲线接近于所述MOSFET的漏极-源极电阻随温度的变化。

17.  如权利要求16所述的电源，其特征在于，所述感应电流校正电路包括编程元件，它用于改变所述确定的曲线的斜率。

18.  如权利要求14所述的电源，其特征在于，所述校正电流与所述感应电流的所述预定温度补偿关系是，在预定温度处所述校正电流等于所述感应电流，在所述预定温度以上的温度处所述校正电流与所述感应电流之比小于1，而在所述预定温度以下的温度处所述校正电流与所述感应电流之比大于1。

19.  一种控制DC-DC转换器的操作的方法，其特征在于，所述DC-DC转换器耦合到电源电压，并用于产生从所述电源电压派生出的调整的输出电压，所述DC-DC转换器包括
脉宽调制生成器，它产生PWM开关信号，该开关信号开关地控制包含耦合在各第一和第二电源端之间的第一和第二电子电源开关装置的开关电路的操作，其共用电极经由电感器元件耦合到输出电压端，以及
控制器，它用于控制所述PWM发生器的操作，所述控制器包括感应放大器单元，它具有耦合到所述第一电源端的第一输入、第二输入和输出；电流反馈电阻器，耦合于所述共用输出节点和所述感应放大器单元的所述第二输入之间；可变阻抗，耦合到所述感应放大器单元的所述输出，所述可变阻抗被配置成响应于所述感应放大器单元的所述输出来改变阻抗；以及采样保持电路，它耦合到所述可变阻抗，并用于采样和保持流经所述可变阻抗的电流作为感应电流，
所述方法包括以下步骤：
(a)产生校正电流，该校正电流具有与所述采样保持电路采样和保持的所述感应电流的预定温度补偿关系；以及
(b)将所述校正电流耦合到所述控制器，从而所述控制器根据所述校正电流控制所述PWM发生器的操作。

20.  如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述校正电流与所述感应电流的所述预定温度补偿关系是，在预定温度处所述校正电流与所述感应电流之比等于1，而在所述预定温度以外的温度处具有非1的值。

21.  如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述校正电流与所述感应电流的所述预定温度补偿关系是，在所述预定温度以外的温度处，所述校正电流与所述感应电流之比沿着确定的曲线。

22.  如权利要求21所述的方法，其特征在于，所述第一电子电源开关装置包括MOSFET，而所述确定的曲线接近于所述MOSFET的漏极-源极电阻随温度的变化。

23.  如权利要求21所述的方法，其特征在于，步骤(a)包括用编程元件构成所述确定的曲线的斜率。

24.  如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述校正电流与所述感应电流的所述预定温度补偿关系是，在预定温度处所述校正电流等于所述感应电流，而在所述预定温度以上的温度处所述校正电流与所述感应电流之比小于1，而在所述预定温度以下的温度处所述校正电流和所述感应电流之比大于1。

向DC-DC转换器提供连续温度补偿的可编程电流感应电路
相关申请的对照
本发明要求R.Isham的2001年12月14日提交的共同待审查的美国临时专利申请序号60/340324，标题为“Continuous Control Temperature CompensatedCurrent Sensing Technique for DC to DC(对DC到DC的连续控制温度补偿电流感应技术)”的权利，该申请已转让给本申请的受让人，且在此全文并入以供参考。
发明领域
本发明一般涉及电子电路和部件，尤其涉及新颖并改进的电流感应和校正电路，具有对降压(buck)型DC-DC转换器的输出开关MOSFET的温度变化的可编程的、连续的补偿。
发明背景
集成电路(IC)的电能通常由一个或多个直流(DC)电源提供，诸如降压型、基于脉宽调制(PWM)、图1所示类型的DC-DC转换器。如这里所示的，控制器10向PWM信号提供给(MOSFET栅极)驱动器20，用于控制耦合了负载的一对电子电源开关装置的打开和关闭。在所示的DC-DC转换器中，这些电源开关装置表述为上(或高侧)电源NMOSFET(或NFET)装置30和下(或低侧)电源NFET装置40，它们的漏极-源极电流通路串联在一对电源轨道之间(例如，VIN和接地(GND))。
由从驱动器20施加到其栅极上的上栅极开关信号UGATE打开和关闭上NFET装置30，而由来自驱动器20的下栅极开关信号LGATE打开和关闭下NFET装置40。上NFET和下NFET之间的共用节点35经由电感器50(它通常包括变压器绕组)耦合到负载存储电容器60，该电容器60耦合到基准电压端(GND)。电感器50和电容器60之间的连接55用作输出节点，所需(调节的)DC输出电压Vout从该输出节点施加到负载65(示为耦合到GND)。
输出节点连接55还被反馈到控制器内的误差放大器电路(未示出)，误差放大器用于调节与基准电压源有关的转换器输出DC电压。此外，共用节点35还耦合到控制器10内的电流感应电路15，如必要，控制器响应于该电流感应电路15调整PWM信号，以便保持转换器的DC输出在预定的一组参数内。
为此，控制器可以结合美国专利6246200中描述的类型的电流感应电路，该R.Isham等人的公布于2001年6月12日的美国专利的标题为“Synchronous-Rectified DC to DC converter with Improved Current Sensing(采用改进电流感应的同步整流DC到DC转换器)”转让给本申请的受让人，且在此全文并入以供参考。如这里所描述的，控制器通过电流感应或定标电阻37监控流经下NFET40的源极-漏极电流，该定标电阻互连于节点35和电流感应电路15之间。
电流感应电路用于监控流经定标电阻37的电流I_SENSE。该电流是从共用节点35流到电感器50的输出电流I_OUT乘以下NFET40的通态电阻R_DS40ON与定标电阻器37的电阻R₃₇之比的乘积，因此与输出电流I_OUT成正比。负载电流I_L，即流经电感器50的电流I₅₀基本等于输出电流I_OUT减去流经定标电阻37的电流I_SENSE。
由于R_DS40ON与R₃₇之比通常相对较小，电流I_SENSE将明显小于输出电流I_OUT，从而输出电流I_OUT和负载电流I_L将具有基本类似的量，使得I_SENSE表示负载电流。选择定标电阻37的电阻值以便提供负载电流I_L的值和/或下NFET40的通态电阻R_DS40ON的值的电流预定值。因此，通过选择电阻37有效地相对于下NFET40的通态电阻R_DS40ON的值来‘定标’诸如电压降、限流或断开(trip)和结合入DC/DC转换器的电流平衡的灵敏性或量。此外，下NFET40的通态电阻R_DS40ON上的电压降(通常是负的)在转换器内调节而不要负电压电源。此外，由于下NFET40的通态电阻R_DS40ON随温度变化，定标电阻37必须选择为具有一温度系数，该系数补偿NFET40的工作状态。这可以通过用电阻和正温度系数热敏电阻的网络代替定标电阻37来实现。
如图2中详细示出的，控制器的电流感应电路15包括感应放大器200，其第一、非倒相(+)输入201耦合到控制器的感应-端口11而其第二、倒相(-)输入202耦合到控制器感应+端口12。感应-端口11耦合到NFET40的接地端，同时感应+端口12经由定标电阻37耦合到共用节点35。感应放大器200的输出203耦合到NFET210的栅极213，NFET210的漏极-源极通路耦合在感应+端口12和采样保持电路220的输入端221之间。采样保持电路220包括PFET240和250，它们与电容器260和输入采样开关电路耦合。
操作中，感应放大器200和NFET210(它用作受控阻抗)用来连续将控制器的感应+端口11驱动向接地电位。这迫使连接到控制器感应+端口11的电流反馈电阻37的末端处于接地电位，而其连接到共用节点35的末端具有负电压。共用输出节点35处的负电压将等于输出电流I_OUT和下NFET40的漏极和源极之间的通态电阻R_DS40ON的乘积。
来自采样保持电路220地电流流入NFET210的漏极并从NFET210的源极流出进入感应+端口11。同样从相反方向流入感应+端口11的是电流I_SENSE，如上所述该电流I_SENSE表示负载电流I_L。为了将感应+端口11保持在接地电位，感应放大器200将流经NFET210并流入感应+端口11的电流调节成基本等于I_SENSE。由于I_SENSE表示负载电流I_L，所以由感应放大器200控制的经由NFET210流入感应+端口11的电流也表示负载电流I_L。
在控制器10内，当NFET210处于其通态(导通)时，采样控制电路周期性地将采样控制信号提供给采样保持电路220。响应于该采样控制信号，采样保持电路220采样流经NFET210的电流，并经由节点236将采样的值存储在电容器260上。因此，通过采样保持电路220获得的采样的电流值也表示负载电流I_L。该感应电流的采样值从采样保持电路的输出端口223耦合到监控输出节点55的控制器的误差放大器电路。
如以上指出的，将共用节点35耦合到控制器的感应+端口11的定标电阻37必须具有补偿下NFET40的通态电阻R_DS40ON的工作状态(它随温度变化并可以高达常规工作范围上的百分之40)的温度系数。结果，通常采用某种形式的复杂且昂贵的反馈网络来取代电阻37。
发明概述
根据本发明，通过新颖且改进的电流感应和校正电路成功解决了上述温度变化问题，该电路包括可编程的温度补偿电路并被配置成结合入DC-DC转换器，诸如以上图1和2中所示类型的降压型架构。
本发明每个实施例的前端部分包括以上参考图2描述的感应放大器、NFET和采样保持部件。除了向采样保持输出端提供采样感应电流，采样保持电路的辅助输出还向具有可编程电阻的编程电阻器提供采样感应电流的拷贝。编程电阻器产生的电压耦合到各高温补偿(HIGHtc)和低温补偿(LOWtc)辅助感应放大器。
HIGHtc辅助感应放大器的输出控制HIGHtc NFET，其漏极-源极通路耦合到HIGHtc定标电阻。在LOWtc辅助感应放大器的输出处LOWtc NFET的源极-漏极通路中HIGHtc定标电阻比LOWtc定标电阻的电阻温度系数高。HIGHtc NFET的源极-漏极通路耦合到电流镜像，它将HIGHtc NFET的源极-漏极通路中的电流的拷贝提供给用作电流感应和校正电路的输出的求和节点。该求和节点组合HIGHtc和LOWtc电流以及感应电流来产生“温度校正的”输出电流，它被耦合到控制器的误差放大电路以取代感应电流。
由于HIGHtc定标电阻的温度系数大于LOWtc定标电阻的温度系数，同LOWtc电阻与编程电阻的电阻之比相比，HIGHtc电阻与编程电阻的电阻之比将具有与温度的更大斜率。结果，随着温度的增加，流入输出节点的HIGHtc电流的贡献将比流出输出节点的LOWtc电流的贡献降低得更快，从而温度增加时组合的校正电流将降低。   对于温度高于HIGHtc/LOWtc电流相等温度时，其中在上述电流相等温度处HIGHtc和LOWtc电阻相等，则校正电流与感应电流之比将小于1.0；对于温度低于该电流相等温度时，校正电流与感应电流之比将大于1.0。即，校正电流和感应电流的温度补偿关系是校正电流与感应电流之比沿着所述预定温度之外的温度处的确定曲线。应注意，温度补偿量由编程电阻设定。
在第二实施例中，第一实施例被修改成用附加增益级代替电流镜像，它将复制的HIGHtc电流提供给输出/求和节点。这提供了对电阻的导热系数的给定值的更多与温度的关系。
附图概述
图1示出常规降压型、基于脉宽调制(PWM)的DC-DC转换器；
图2示出用于图1的DC-DC转换器的控制器的电流感应电路；
图3示出根据本发明第一实施例的电路感应和可编程温度补偿电路；
图4示出对于图3的电流感应和可编程温度补偿电路的实施例的程序电阻的大量不同电阻值R_PROGRAM，温度范围(-20℃到+125℃)上温度补偿电流I_CORRECTED与感应电流I_SENSE之比之间的关系；
图5示出根据本发明第二实施例的电流感应和可编程温度补偿电路，其中图3的实施例被修改成结合了附加增益级来代替电流镜像电路，该电流镜像电路用于将复制的电流分量I_HIGHtc提供给输出节点。
具体实施方式
在描述本发明的电流感应电路的大量实施例之前，应注意本发明主要存在于常规DC电源电路和控制部件的结构中，且它们被集成在一起以便实现以上简述类型的温度补偿的电源架构，其中上述电流感应电路提供对降压型DC-DC转换器的输出开关MOSFET的工作温度变化的可编程、连续补偿。
还应理解，本发明体现于各种其它的实施中，并不应仅限于这里所示出和描述的那些实例。例如，虽然附图的非限制电流实现示出MOSFET器件的使用，但可以理解，本发明不限于此，且可以由可选的等效电路装置配置，诸如场效应晶体管。将描述的实施实例仅旨在提供和本发明有关的那些具体情况，从而不以细节模糊揭示内容，这些细节是受益于该描述内容的本技术领域内的熟练技术人员显而易见的。整个文本和附图中，相同的数字表示相同的部件。
现在注意图3，示出了根据本发明的电流感应和校正电路的第一实施例，它包含可编程的温度补偿电路并被配置成结合入上述图1和2中所示类型的降压型DC-DC转换器。图3的温度补偿电流感应和校正电路的前端部分在虚线300内示出，并包含图2中示出的感应放大器、NFET和采样保持部件。这样，就不再描述这些部件，除非必须说明本发明的架构和操作。
在温度补偿的感应放大器的前端电路300内，采样保持电路220的采样值存储节点224连接到采样值存储电容器260，它可开关地(经由开关单元231)耦合到输入节点221，从而它可以接收和存储感应电流的采样值。节点224还耦合到输出PMOSFET250的栅极，该输出PMOSFET250将采样感应电流I_SENSE提供给采样保持输出端223，且节点224还附加地耦合到辅助输出PMOSFET227的栅极，该辅助输出PMOSFET227将采样感应I_SENSE电流的拷贝提供给辅助输出端228。
辅助输出端228提供的该I_SENSE电流的拷贝耦合到编程电阻310，该电阻接地并具有可编程的电阻r_PROGRAM。(理想地，编程电阻310的温度系数是0或非常接近0)。编程电阻用于改变确定曲线的斜率，诸如图4所示的，它表示校正的或温度补偿的电流与感应电流I_SENSE之比。
节点228处编程电阻310的电压耦合到第一辅助感应放大器320的第一、非倒相(+)输入321和第二辅助感应放大器330的第一、非倒相(+)输入331。第一辅助感应放大器320的第二、倒相(-)输入322耦合到第一、‘HIGHtc’定标电阻325与NFET340的源极-漏极电流通路之间的节点324。
NFET340的栅极耦合到第一辅助感应放大器320的输出323。与接地耦合的定标电阻325具有第一预定定标电阻值r_HIGHtc，它用于降低预定温度以上的温度处合成的、温度补偿的或者校正的输出电流I_CORRECTED与I_SENSE电流之比。在本实例中，定标电阻325的电阻的温度系数高于以下将描述的第二定标电阻335的电阻的温度系数。
NFET340的源极-漏极通路耦合到电流镜像PFET350的源极-漏极通路，它基准于VCC电压轨道(rail)。NFET340由第一辅助感应放大器320控制以产生感应电流I_SENSE的第一分数或成比例的形式作为第一温度补偿电流I_HIGHtc，它与感应电流I_SENSE以及第二温度补偿电流I_LOWtc组合以实现温度补偿的输出电流I_CORRECTED，如以下将描述的。
PFET350和PFET360一起耦合于电流镜像配置中，PFET360的源极-漏极通路基准于VCC电压轨道并经由输出节点365耦合到NFET370的源极-漏极通路。结果，电流镜像PFET360的源极-漏极通路镜面反射‘高’温度系数补偿电流I_HIGHtc(流经定标电阻325和PFET350的源极-漏极通路)并将该电流耦合到输出节点365。
输出节点365与采样保持电路220的输出端口223共同耦合，其中“校正后”的感应电流I_CORRECTED从输出节点365产生。NFET370的源极-漏极通路耦合到第二‘LOWtc’定标电阻335和NFET370的源极-漏极电流通路之间的节点334。定标电阻335与接地耦合。节点334耦合到第二辅助放大器330的倒相(-)输入332。如以上指出的，在本实例中，定标电阻335的电阻的温度系数小于定标电阻325的电阻的温度系数。
与NFET340类似，NFET370由第二辅助感应放大器330的输出控制以产生感应电流I_SENSE的第二成比例形式作为第二温度补偿电流I_LOWtc。在输出端口365处该第二温度补偿电流与感应电流I_SENSE以及第一温度补偿电流I_HIGHtc组合以实现温度校正的输出电流I_CORRECTED。
在操作中，辅助输出228提供的电流I_SENSE的拷贝流经编程电阻310以产生编程电阻上的电压Vr_PROGRAM。该电压施加到每个辅助感应放大器320和330的非倒相(+)输入上。响应于该电压，第一辅助放大器320驱动NFET340的栅极，以产生流经定标电阻325的源极-漏极电流I_HIGHtc；以类似的方式，第二辅助放大器330驱动NFET370的栅极，以产生流经定标电阻335的源极-漏极电流I_LOWtc。
根据编程电阻310(电流I_SENSE流经该电阻)的电阻(r_PROGRAM)和定标电阻325(电流I_HIGHtc流经该电阻)的电阻r_HIGHtc之比，经过NFET340的漏极-源极电流I_HIGHtc的值与电流I_SENSE成比例。即，I_HIGHtc＝I_SENSE*(r_PROGRAM/r_HIGHtc)。同样，根据编程电阻310的电阻(r_PROGRAM)和定标电阻335(电流I_LOWtc流经该电阻)的电阻r_LOWtc之比，经过NFET370的漏极-源极电流I_LOWtc的值与电流I_SENSE成比例。即，I_LOWtc＝I_SENSE*(r_PROGRAM/r_LOWtc)。
对于特定的工作温度(诸如25℃)，两个电流I_HIGHtc和I_LOWtc被设定在相同的值。由于电流镜像PFET360用于在PFET350的源极-漏极通路中根据NFET340的操作来镜像温度补偿电流I_HIGHtc，输出节点365被提供了三个电流分量：1-来自采样保持电路220的端口223的感应电流I_SENSE；2-由PFET360镜像的电流I_HIGHtc；以及3-由NFET370产生的电流I_LOWtc。根据这三个电流分量相对于输出节点365的电流方向，合成的温度补偿输出电流I_CORRECTED可以定义成：
I_CORRECTED＝I_SENSE-I_LOWtc+I_HIGHtc，或
I_CORRECTED＝I_SENSE*(1-(r_PROGRAM/r_LOWtc)+(r_PROGRAM/r_HIGHtc))。
该温度补偿电流I_CORRECTED代替感应电流I_SENSE耦合到控制器的误差放大器电路，如上所述。
图4包含确定曲线的系列，它们描绘了对于编程电阻器310的大量不同电阻值R_PROGRAM，且两个电流I_HIGHtc和I_LOWtc在上述值25℃处相等的情况下，常规工作温度范围(-20℃到+125℃)上温度补偿或校正电流I_CORRECTED与感应电流I_SENSE的温度补偿关系(即比率)。如这里所示出的，对于两个电流I_HIGHtc和I_LOWtc相等的温度(25℃)，从上述I_CORREECTED的等式可以知道，I_CORRECTED与I_SENSE之比，即I_CORRECTED/I_SENSE＝1.0。
由于电阻器325的电阻的温度系数大于电阻器335的电阻的温度系数，所以电阻器325的电阻与编程电阻器310的电阻之比将比电阻器335的电阻与编程电阻器310的电阻之比更加快速地随温度而增加。结果，随着温度增加，进入节点365的电流分量I_HIGHtc的贡献将比离开节点365的电流I_LOWtc的贡献更快速地降低，从而合成的电流I_CORRECTED将减小。
因此，对于比电流相等(I_HIGHtc＝I_LOWtc)温度高的温度，I_CORRECTED/I_SENSE将小于1.0，而对于比电流相等(I_HIGHtc＝I_LOWtc)温度低的温度，I_CORRECTED/I_SENSE将高于1.0，如图所示。
图5示出本发明的电流感应电路的第二实施例，其中图3的第一实施例被修改成结合了附加增益级来代替用于将复制的电流分量I_HIGHtc提供给输出节点的电流镜像电路。特别是，第一实施例的PFET350和360替换成具有驱动PFET520的第三辅助放大器510的增益级500。放大器510的非倒相(+)输入512耦合到节点514，它共同连接到基准于VCC的定标电阻530和NFET340。定标电阻530具有电阻r_LOWtc2。放大器510的倒相(-)输入511耦合到节点515，它共同连接到基准于VCC的定标电阻540和PFET520。定标电阻540具有电阻r_HIGHtc2。
该修改的架构以与电流镜像PMOSFET350和360相同的方式工作，但根据温度改变PMOSFET520的电流输出。
电阻r_HIGHtc2具有比电阻r_LOWtc2高的电阻的导热系数。在某些基准温度处，诸如电阻r_HIGHtc与电阻r_LOWtc相等的温度处，如上所述，电阻r_HIGHtc2与电阻r_LOWtc2相等。在该温度处，经过电阻r_HIGHtc325和NMOSFET340进入电阻r_LOWtc2530的电流由PMOSFET520复制并经由r_HIGHtc2540。随着温度增加到这点之上，r_HIGHtc2/r_LOWtc2之比增加，相反地流出PMOSFET520的电流降低。流出PMOSFET520的电流，或者I_HIGHtc，变成等于：I_SENSE*(R_PROGRAM/R_HIGHtc)*(R_LOWtc2/R_HIGHtc2)。
如上所述，流出NMOSFET370的电流，或I_LOWtc，是I_SENSE*(R_PROGRAM/R_LOWtc)。
校正的电流是I_SENSE+I_HIGHtc-I_LOWtc，或
I_SENSE(1+R_PROGRAM(R_LOWtc2/(R_HIGHtc*R_HIGHtc2)-(1/R_LOWtc))。
这提供了与第一实施例相比随温度的更高的变化率，即：
I_SENSE(1+R_PROGRAM((1/R_HIGHtc)-(1/R_LOWtc)))。
应注意，可以添加用于热增益的附加增加的附加增益级，诸如增益级500。
该温度补偿电流I_CORRECTED取代感应电流I_SENSE耦合到控制器的误差放大器电路，如上所述。
如从以上描述中可以理解的，通过本发明的电流感应电路成功地解决了DC-DC转换器的共用端口到控制器感应端口之间之间不能安装采样定标电阻以对转换器中下NFET的通态电阻的温度响应情况(它可以高达常规工作范围上的百分之40)提供补偿的问题，该电路感应电路提供了对降压型DC-DC转换器的输出开关MOSFET的温度变化的可编程连续补偿。
通过将通过耦合到DC-DC转换器的共用MOSFET节点的感应电阻器感应的采样电流的拷贝耦合到与高和低辅助感应放大器耦合的预定编程和定标电阻，其中高和低辅助感应放大器驱动有关的‘高’温度系数(‘hightc’)和‘低’温度系数(‘lowtc’)，受控‘hightc’和‘lowtc’电流通路，则作为感应电流和受控‘hightc’以及‘lowtc’电流的组合产生校正的电流。根据这三个电流分量相对于输出节点的电流方向，合成的温度补偿输出电流I_CORRECTED可以定义成：
I_CORRECTED＝I_SENSE-I_LOWtc+I_HIGHtc，或根据电阻：
I_CORRECTED＝I_SENSE*(1-(r_PROGRAM/r_LOWtc)+(r_PROGRAM/r_HIGHtc))。
因此，I_CORRECTED与I_SENSE之比可以写成：
I_CORRECTED/I_SENSE＝1-(r_PROGRAM/r_LOWtc)+(r_PROGRAM/r_HIGHtc)。
在第二实施例中，插入附加增益级替代用于将复制的电流分量I_HIGHtc提供给输出节点的电流镜像电路，从而根据温度改变PMOSFET的输出电流。校正电流是I_SENSE+I_HIGHtc-I_LOWtc，或者I_SENSE(1+R_PROGRAM(R_LOWtc2/(R_HIGHtc*R_HIGHtc2*)-(1/R_LOWtc))。
如以上所述，这提供了与第一实施例相比随温度的更高的变化率，即：
I_SENSE(1+R_PROGRAM((1/R_HIGHtc)-(1/R_LOWtc)))。
温度补偿电流I_CORRECTED耦合到控制器的误差放大器电路以便跟踪转换器的低MOSFET的漏极-源极电阻中的温度变化。
虽然已示出并描述了根据本发明的几个实施例，但可以理解，本发明不限于此且其易由本技术领域内熟练的技术人员进行各种变化和修改。因此，本人不希望限于这里所示出和描述的细节，而是覆盖所有这些变化和修改，如本技术领域内的普通技术人员显而易见的。