数字信号传输线路驱动器.pdf

第2图显示使用CMOS技术所制造的本发明拟差动线路驱动器LT
的第一示例具体实施例的电路图。该拟差动线路驱动器LT的电路图
系沿想象水平运行穿过电路图的中央的线路对称排列。基于简化及解
释原因，在一些情况下，电路图的后续叙述仅讨论该电路图的下半。
因电路图的对称性为明显的，该电路图的上半部被连接及运作的方式
以类似方式得到。此外，该名称MNx及MPx(其中x＝1，2，3，…)分别表
示下文的n-信道MOSFETs及p-信道MOSFETs。

该拟差动线路驱动器LT为可控制电流源的形式，互补输入电流
IINN及IINP，其在输入NIN及PIN馈入该拟差动线路驱动器LT，以
经放大形式在输出NIOUT及PIOUT输出做为输出电流IOUTN及
INOUTP。

该输出电流IOUTN或INOUTP由晶体管MN1或MN1’制造及在后者
的汲极连接输出。为达此目的，该晶体管MN1或MN1’由互导放大器OTA1
驱动。在此方面，该互导放大器OTA1的输出及该晶体管MN1或MN1’
的闸极连接被彼此连接。该输出电流IOUTN及INOUTP的一部份藉由
在该晶体管MN1或MN1’的汲极/源极路径被反馈至在该互导放大器
OTA1的倒反输入。在此方面，该晶体管MN1或MN1’使用其源极连接以
馈至节点K2或K2’，其必然经由电阻器R1或R1’连接至节点K1或K1’。
在此时刻会指出此装置的基本优点为在该节点K2或K2’的低节点电
阻，该节点K1或K1’系皆连接至该互导放大器OTA1的倒反输入及连
接至该拟差动线路驱动器LT的输入NIN或PIN，该节点K2或K2’亦具
连接至其的电阻器R2或R2’其亦连接至共同固定电位，特别是，其可
为接地VSS。

该互导放大器OTA1的倒反输入系连接至节点K4，在节点K4，电
压VSGND被产生其被用做信号接地，该电压VSGND由馈至该节点K4
的电压控制电流源VCCS2以此种方式被产生，由电压控制电流源VCCS2
产生的电流经由耦合至该节点K4的电阻器R3汲至接地VSS。

在该节点K1及K2或K1’及K2’间连接的是电容器C1或C1’，在节
点K2或K2’，电容器C2或C2’系连接至该接地VSS。类似的情况应用
于该节点K4及电容器C3，电容器C1、C1’、C2、C2’及C3被用于射
频去耦合。

该互导放大器OTA1的工作为调节存在于该节点K1或K1’的电压
为存在于该节点K4的电压VSGND，为达此目的，该晶体管MN1或MN1’
的闸极电位依所适当变化。形成反馈网络的电阻器R1及R2或R1’及
R2’可被使用以调整该拟差动线路驱动器LT的增益。

在第2图中，该拟差动线路驱动器LT的输出侧被连接至变压器
TF，且由该输出电流IOUTN及INOUTP产生的输出电压VOUT被施用于
该变压器TF的一次侧，该变压器TF馈送如绞对铜线TPL。输出电流
IOUTN及INOUTP系经由在节点K3或K3’间连接的终极电阻器RL及RL’
送至外部供应电压VDDA，输出电压VOUT跨过两个串联连接的终极电
阻器RL及RL’降低，在此情况下，该拟差动线路驱动器LT的输出电
阻远高于包括终极电阻器RL及RL’的外部负载。

为调整及可能地调节DC操作点，除了该电压控制电流源VCCS2，
他一电压控制电流源VCCS1及VCCS1’被使用。该电压控制电流源VCCS1
或VCCS1’以电流IOPN或IOPP馈送该节点K1或K1’，该电压控制电
流源VCCS1、VCCS1’及VCCS2由单元OPC控制以进行DC操作点调整或
DC操作点调节，该单元OPC必然由以固定电流源IREF所提供的电流
馈送，由该固定电流源IREF的电流被使用以调整该拟差动线路驱动
器LT的DC操作点及同时亦被用做信号产生的参考电流，此确保在电
流信号及电流操作点间的同步，及过度驱动作用被避免。此外，由以
固定电流源IREF所提供的电流之权重复制被使用以调整晶体管MN1
或MN1’的DC，及因而亦调整经过该外部负载的静态电流。

此外，本电路使得进行并电流或静态电流补偿为可能，此涉及能
够调整连接于该拟差动线路驱动器LT下游的变压器TF的预饱和、在
静态情况由电路所取出的电力及在该电路的任何不对称性。

第3图显示示于第2图的第一示例具体实施例的变化之电路图，
在此线路驱动器LT中，电阻器R1及R1’及亦R2及R2’已由晶体管MNA
及MPA或MNA’及MPA’及亦MNB及MPB或MNB’及MPB’取代。在此情况下，
晶体管MNA、MNA’、MNB及MNB’为n-信道MOSFETs，且晶体管MPA、
MPA’、MPB及MPB’为p-信道MOSFETs。

该晶体管MNA的汲极/源极路径系在该节点K1及K2间连接，与
该晶体管MNA平行连接的是晶体管MPA，该晶体管MNB的汲极/源极路
径系在该节点K2及接地VSS间连接，与该晶体管MNB平行连接的是
晶体管MPB，类似的情况应用于该晶体管MNA’及MPA’及亦MNB’及
MPB’。

该晶体管MNA、MPA、MNB等的闸极电位由参考电压VREFx(其中
x＝MNA、MPA、MNB等)控制，若该晶体管MNA、MPA、MNB、MPB、MNA’、
MPA’、MNB’及MPB’在电阻域操作，这些晶体管可调整在本电路装置的
该拟差动线路驱动器LT之增益因子。亦可提供该晶体管MNA、MPA、
MNB、MPB、MNA’、MPA’、MNB’及MPB’使所有皆具相同闸极电压施用于
它们。为达此目的，这些晶体管的闸极连接可被连接至在电路中的另
一个且可由共同参考电压源供应。

下文叙述示于第2图的该拟差动线路驱动器LT的DC响应。

在静态状态，亦即不须馈入该输入NIN的输入电流IINN，流经该
电阻器R2的电流I2基于存在于该节点K2的电压变为已确定的。存
在于该节点K2的电压由存在于该节点K4的电压VSGND及由越过该电
阻器R1的电压降(其由电流IOPN而引起)决定，电路的控制响应产生
在该节点K1的电压VSGND，若电流IPON及流经该电阻器R1的电流I1
皆等于零。在静态状态，因而以下可应用于经过在该晶体管MN1的汲
极/源极路径及经由该终极电阻器RL的输出电流IOUTN：

IOUTN＝VSGND/R2                         (1)

方程式(1)被使用以计算在该节点K3或K3’间的输出电压VOUT
降：

VOUT＝VDDA-IOUTN·RL                    (2)

由方程式(1)，可了解没有由该电压控制电流源VCCS1所提供的
电流IOPN，经由该负载在静态状态的输出电流IOUTN可由电压
VSGND(其为信号接地)及该电阻R2的商数得到。没有任何DC操作点
调节，所以该输出电流IOUTN系直接正比于在静态状态的信号接地，
然而，为驱动该拟差动线路驱动器LT，将该信号接地保持固定为有利
的。电路的静态电流调节之添加允许输出电流IOUTN可在静态状态被
调节而不须改变在方法中的信号接地，静态电流调节的另一个优点为
其允许电压VSGND较存在于该节点K2的电压为高，此扩张了于负荷
的有效地可用电压调节范围，然而，越过负荷的最低电压降必须确保
在静态状态以准备用于经调整操作点，及因而该拟差动线路驱动器LT
的作为电流源的操作被确保当该拟差动线路驱动器LT使用晶体管被
实施，如第2图所示。

当考虑电流IOPN时，由该电路装置的结果为电流I1由该电阻器
R1在该节点K2的方向被转换为电压VK2，在该节点K2的此电压VK2
亦再次由该电阻器R2被转换为电流I2。完全地，此产生输出电流
IOUTN的下列方程式：

IOUTN = VSGND ± IOPN · R 1 R 2 - - - ( 3 ) ]]>

对输出电压VOUT，结果因而为：

VOUT = VDDA - VSGND ± IOPN · R 1 R 2 · RL - - - ( 4 ) ]]>

当使用CMOS差动输出阶段取代已知电流运算放大器，输入电阻
为非常高的，其必然需要小的错误电流，其结果为对本发明该拟差动
线路驱动器LT的高线性与在输入电阻的差异于调变及频率之基本贡
献。

对在第2图所示的电路之DC增益A_idc系得自下列方程式：

A idc = IOUTN IINN = [ R 1 + R 2 R 2 ] - - - ( 5 ) ]]>

以下应用于在第2图所示的电路之输出电阻γ_outMN1：

γ outMN 1 = 1 gds MN 1 · [ 1 + gm totMN 1 · ( R 1 | | R 2 ) ] + ( R 1 | | R 2 ) - - - ( 6 ) ]]>

其中gds_MN1显示该晶体管MN1的汲极/源极梯度且gm_totMN1显示考
虑推挽作用的该晶体管MN1的转移导纳，对gds_MN1及gm_totMN1，应用下
列方程式：

gds MN ≅ λ 1 + λ · V dsMN 1 - - - ( 7 ) ]]>

gm totMN 1 ≅ μ n · C ox · W MN 1 L MN 1 · I dsMN 1 · ( 1 - γ / 2 2 · φ p + V sbMN 1 ) - - - ( 8 ) ]]>

在以上方程序中，λ为方法常数，V_dsMN1为该晶体管MN1的汲极/
源极电压，μ_n为电荷载体的移动性，Cox为闸极氧化物的电容，W_MN1
及L_MN1为该晶体管MN1的闸电极的宽度与长度，I_dsMN1为流经该晶体管
MN1的汲极/源极路径的电流，γ为常数，Φ_P为电位且V_sbMN1为该晶体
管MN1的源极/整体电压。

方程式(3)、(6)、(7)及(8)可被使用以得到在该电流IPON及存
在于该节点K4的电压VSGND的该输出电阻γ_outMN1之依赖性。

本发明拟差动线路驱动器LT的功能之较佳了解由输入电流IINN
的信号数据、存在于该节点K2的电压VK2的信号数据、存在于该节
点K5(节点K5系在该互导放大器OTA1的输出及该晶体管MN1的闸极
连接间的连接线路上)的电压VK5的信号数据、及输出电流IOUTN的
信号数据提供，如第4图所示，示于第4图的信号已以时间t绘制。

下文意欲考虑示于第2图的该拟差动线路驱动器LT的AC响应。

在此方面，其用做较佳说明的目的以自第2图所示的电路抽取放
大该两个互补输入电流IINN及IINP的其中一个所必需的电路部份。
第5图显示被用于放大该输入电流IINN的该拟差动线路驱动器LT的
电路部份，示于第5图的电路的小信号相当电路图被示于第6图。在
小信号相当电路图的情况下，假设该互导放大器OTA1系在”串叠式组
态”。

第6图显示电路的区域，其以虚线描绘该互导放大器OTA1或该
晶体管MN1的小信号相当电路图。VIN表示该线路驱动器的输入电压
及f表示反馈回路的反馈因子，在该互导放大器OTA1的情况下，
γ_inOTA1、C_inOTA1、γ_outOTA1及C_outOTA1为其输入电阻、其输入电容、其输出电
阻及其输出电容。在该晶体管MN1的情况下，C_gsMN1为其闸极/源极电
容，V_gsMN1为其闸极/源极电压，C_sbMN1为其源极/本体电容，V_sbMN1为其源
极/本体电压及C_outMN1为其输出电容，变量gmn1、gm3、gm1及gmb1表
示转移导纳，且γ₃及γ₀为电阻。

小信号相当电路图可被使用以得到在该频域中于此处所示的线
路驱动器的输入阻抗Z_in(s)、输出阻抗Z_out(s)及转移函数A_i(s)的数
学关系式。

该线路驱动器的输入阻抗Z_in(s)系由下列方程式得到：

Z in ( s ) ≈ Z inOTA 1 ( s ) | | ( R 1 + R 2 ) 1 + T loop ( s ) - - - ( 9 ) ]]>

A(s)＝A_OTA1(s)·A_MN1(s)                   (10)

f ( s ) = ( R 2 R 1 + R 2 ) · 1 + s · R 1 · C 1 1 + s · R 1 · R 2 R 1 + R 2 · C 1 - - - ( 11 ) ]]>

T_loop(s)＝a(s)·f(s)                      (12)

在方程式(9)至(12)中，Z_inOTA1(s)为该互导放大器OTA1的输入阻
抗，T_loop(s)为环路增益，a(s)为该放大器装置的开路增益因子，A_OTA1(s)
为该互导放大器OTA1的开路增益因子，A_MN1(s)为该晶体管MN1的开路
增益因子且f(s)为反馈因子。

假设该互导放大器OTA1为单阶段放大器，该互导放大器OTA1的
开路增益因子A_OTA1(s)可以经简化型式被订定做为零ω_z1及极点ω_p1及
ω_p2的函数：

A OTA 1 ( s ) = A VOdc · ( 1 - s / ω Z 1 ) ( 1 - s / ω P 1 ) · ( 1 - s / ω P 2 ) - - - ( 13 ) ]]>

其中A_vodc为在该DC情况下的该互导放大器OTA1的开路增益因
子。

上述方程式产生以下方程序做为该线路驱动器的转移函数
A_i(s)：

A i ( s ) = R 1 · R 2 R 2 · 1 1 + 1 / T loop ( s ) - - - ( 14 ) ]]>

考虑方程式(6)产生该输出阻抗Z_out(s)如下：

Z₀(s)＝γ_outMN1(s)·(1+T_loop(s))             (15)

Z out ( s ) = RL | | Z 0 ( s ) 1 + s / ( ( RL | | Z 0 ( s ) ) · C dsMN 1 ) - - - ( 16 ) ]]>

其中C_dsMN1为该晶体管MN1的汲极/源极电容。

因在CMOS技术的运算放大器阶段之输入阻抗系于高于100kΩ的
区域，该放大器电路在该线路驱动器的该输入阻抗Z_in(s)仅具小的影
响，因而在可控制电流源不须任何额外负载。因在频域增加的错误电
流的结果之不欲变形，可能因电荷倒反作用及电流放大器组态之低输
入阻抗而引起，被最小化做为结果。此为本发明电路的基本优点，所
以该线路驱动器的该输入阻抗Z_in(s)可被表示如下，考虑方程式(2)：

Z in ( s ) = R 1 + R 2 1 + T loop ( s ) - - - ( 17 ) ]]>

假设该单元OPC表示操作点的反馈控制回路及因此调节经过该晶
体管MN1的静态电流，由方程式(14)的该转移函数A_i(s)必须被调整
以符合在第2图所示的电路装置。为简化，该反馈回路可被认为是具
主要极点ω_fb的系统，且下列方程式应用于在拉普拉斯位准的转移函
数H_fb(s)，其中A_0fb为DC增益：

H fd ( s ) = A 0 fd 1 - s / ω fd - - - ( 18 ) ]]>

假设操作点的反馈控制回路，下列函数由此被得到做为A_ifb(s)：

A ifb ( s ) = A i ( s ) 1 + A i ( s ) · H fb ( s ) = R 1 · R 2 R 2 · 1 1 + 1 / T loop ( s ) 1 + R 1 · R 2 R 2 · A ofb ( 1 + 1 / T loop ( s ) ) · ( 1 - s / ω fb ) - - - ( 19 ) ]]>

该反馈回路的主要极点ω_fb系用做在该转移函数A_ifb(s)的额外零
点，该极点ω_fb被选择使得要被放大的电流信号之最低频谱频率组件
被传送而无任何额外变形，且该线路驱动器的稳定度未被损伤。

当以AC耦合进行该线路驱动器时，如在第10图于下所示，方程
式(9)必须被提供具额外零点。小信号分析接着在该频域产生下列转
移函数A_iac(s)：

A iac ( s ) = R 1 + R 2 R 2 · ( 1 1 + 1 T loop ( s ) ) · ( 1 - 1 1 - s · CC 1 · RC 1 ) - - - ( 20 ) ]]>

少量关于在第2图所示的拟差动线路驱动器LT的稳定性之基本
考量被使用于下，做为电路稳定性的准则，可使用该回路增益
T_loop(s)：

T loop ( s ) = A VOdc · A VOMN 1 A idc · ( 1 - s / ω Z 1 ) · ( 1 - s / ω Z 2 ) ( 1 - s / ω P 1 ) · ( 1 - s / ω P 2 ) · ( 1 - s / ω P 3 ) · ( 1 - s / ω P 4 ) - - - ( 21 ) ]]>

在此内文中，在反馈网络中ω_z2为零点及ω_p3为极点，A_voMN1为该晶
体管MN1的开路增益因子，ω_p4为该晶体管MN1的零点且A_idac为DC增
益。为得到该DC增益及该晶体管MN1的开路增益因子A_voMN1，应用方
程式(22)及(23)：

A idc ( s ) = R 1 + R 2 R 2 - - - ( 22 ) ]]>

A VOMN 1 ≅ gm MN 1 gm MN 1 + 1 - - - ( 23 ) ]]>

在方程式(23)，gm_MN1为该晶体管MN1的转移导纳。

零点ω_z1及ω_z2及极点ω_p1、ω_p2、ω_p3及ω_p4由方程式(24)至(29)约
略产生：

ω z 1 ≅ gm OTal C outOTA 1 - - - ( 24 ) ]]>

ω z 2 ≅ 1 R 1 · C 1 - - - ( 25 ) ]]>

ω p 1 ≅ 1 R outOTA 1 · C outOTA 1 - - - ( 26 ) ]]>

ω p 2 ≅ 1 γ 3 · C 1 - - - ( 27 ) ]]>

ω p 3 ≅ R 1 + R 2 R 2 · 1 R 1 · C 1 - - - ( 28 ) ]]>

ω p 4 ≅ 1 γ outMN 1 · ( 1 + A VOdc · A VOMN 1 A idc ) C outoTA 1 - - - ( 29 ) ]]>

在方程式(24)，gm_OTA1表示该互导放大器OTA1的转移导纳。

上述方程式产生下式做为相位调换PM：

PM = π / 2 - arctan ( GBW 2 π · ω P 1 ) - arctan ( GBW 2 π · ω P 2 ) - arctan ( GBW 2 π · ω P 3 ) - ]]>

arctan ( GBW 2 π · ω P 4 ) + arctan ( GBW 2 π · ω Z 1 ) + arctan ( GBW 2 π · ω Z 2 ) ]]>

(30)

在此内文中，该拟差动线路驱动器LT的增益带宽乘积GBW可根
据下列方程式计算：

GBW ≅ A VOdc · A VOMN 1 A idc · 1 2 π · R 1 · C 1 - - - ( 31 ) ]]>

该电路装置的主要极点ω_d由反馈路径决定：

ω d = 1 R 1 · C 1 - - - ( 32 ) ]]>

若该互导放大器OTA1的极点ω_p2及在该晶体管MN1的输出的寄生
极ω_p4大于主要极点ω_d，则该拟差动线路驱动器LT的稳定度由在该反
馈路径的极点ω_d决定。所以，省却该互导放大器OTA1的额外稳定度
为可能的。此外，该主要极点ω_d可被设计使得该拟差动线路驱动器
LT亦可被用做形状过滤器。

如果所取出电力表示该极点ω_p2太接近该主要极点ω_d，则额外零
点可自该互导放大器OTA1的输入至串叠的AC前馈电路产生，该极点
ω_p2因此极点补偿的结果偏移至较高频率。

为产生叙述于下文及示于第8及10图的电路，稳定度的考量必
须考虑因该反馈路径的结果或该AC耦合的结果之额外零点。做为线
索可假设零点的截止电压应远较该主要极点ω_d为低。

在该拟差动线路驱动器LT的大多数应用的情况中，例如以太网
络10/100/1000基底T，该输出脉冲必须保持为一种脉冲屏蔽。假设
该主要极点ω_d小于该极点ω_p1至ω_p4，在时域该拟差动线路驱动器LT
的响应可以简单形式显示如下：

VOUT(t)＝RL·IINN·(1-exp(-t/ωd))             (33)

对在1000基底T标准的脉冲屏蔽，在脉冲位准的10％及90％之间
的上升对在4奈秒的上升时间内的1V脉冲为需要的。由在个别基本
标准的此种需求及由以上所显示方程式使该拟差动线路驱动器LT据
以成比例是可能的。

本发明该拟差动线路驱动器LT的他一示例具体实施例于下文示
出，特别是，本发明于此处系证实DC操作点调整或DC操作点调节(示
于第2图)及该电压控制电流源VCCS1、VCCS1’及VCCS2的单元OPC之
实施选择。

第7图显示本发明拟差动线路驱动器LT的第二示例具体实施例
的电路图，在本示例具体实施例中，该单元OPC及该电压控制电流源
VCCS1、VCCS1’系为晶体管MP1、MP2、MP3及MP4的形式，此外，该晶
体管MP1、MP2、MP3及MP4被设计为电流源，电流源的输入电流由固
定电流源IREF提供，该固定电流源IREF经由晶体管MP1的汲极连接
点馈入该晶体管MP1，该晶体管MP1为在该电流源的输入晶体管，该
晶体管MP1的汲极连接点系连接至后者的闸极连接点及亦连接至该晶
体管MP2、MP3及MP4的闸极连接点，该晶体管MP1、MP2、MP3及MP4
的源极连接点系耦合至供应电压VDD。电容器CB1系于这些晶体管的
闸极连接点及该供应电压VDD之间连接，该晶体管MP2使用其汲极连
接点以使用电流IOPP馈入该节点K1’，类似地，该晶体管MP3或MP4
以电流ISGND或以电流IPON馈入该节点K4或K1。

存在于该节点K4的信号接地系得自该电流ISGND，其系正比于由
该固定电流源IREF所产生的电流。所以，本拟差动线路驱动器LT的
相当良好的同步性被确保。经由该晶体管MN1的输出电流IOUTN由方
程式(3)得到，在该频域的该转移函数Ai(s)由方程式(14)提供。

第8图显示本发明拟差动线路驱动器LT的第三示例具体实施例
的电路图。在本第三示例具体实施例中，操作点被调整，不像在第7
图所示的第二示例具体实施例。为达到此目的，一种他一互导放大器
OTA2、他一固定电流源IREFA及IREFA’及由晶体管MP5及MP6或MP5’
及MP6’所形成的两个独立电流镜在该电路中被进行。

在一个独立电流镜的晶体管MP5及MP6由它们的闸极连接点彼此
连接，它们的源极连接点具供应电压VDD施用于它们，该晶体管MP5
为该电流镜的输入晶体管且由该固定电流源IREFA在其汲极连接点馈
入，该晶体管MP6使用其汲极连接点以提供该电流IPON。此外，该互
导放大器OTA2同样地以电流IOTA2馈入该晶体管MP5的输入，该互
导放大器OTA2的输出侧产生此种数量的电流IOTA2使得存在于该节
点K2的电压被调节为参考电压VREF。为达到此目的，该互导放大器
OTA2的倒反输入被连接至该节点K2且其非反相输入具参考电压VREF
施用于它们，类似情况施用于该晶体管MP5’及MP6’，该固定电流源
IREFA’及该电流IOTA2’。

由本示例具体实施例所得到的优点为该操作点，亦即通过该电阻
器R2的电流I2及因而通过在该终极电阻器RL的晶体管MN1之输出
电流IOUTN，被调节。在该节点K2的电位因而等于该参考电压VREF，
忽视任何补偿。另一个优点为该互导放大器OTA1的补偿及所得的错
误电流被修正。

在该互导放大器OTA2的频域之转移响应应根据方程式(18)被正
比，该转移响应必须具主要极点ω_fb。该拟差动线路驱动器LT的转移
函数由方程式(19)提供。

第9图显示本发明拟差动线路驱动器LT的第四示例具体实施例
的电路图，本电路系基于第7图所示的第二示例具体实施例的电路。
此外，在本电路的情况下，电流IOTA3馈入该晶体管MP1的输入，电
流IOTA3由他一互导放大器OTA3产生。该互导放大器OTA3的倒反输
入被连接至该节点K4，其中该电流ISGND产生该信号接地，该互导放
大器OTA3的非反相输入具参考电压VREF施加其上。

叙述于上的电路装置允许该操作点的间接调节，为达到此目的，
在该节点K4的电压使用该互导放大器OTA3与该参考电压VREF比较。
在电流源的输入，由该固定电流源IREF所产生的电流具电流IOTA3
叠加于其上，其为使得在该节点K4的电压显示该参考电压的值。

于第9图所示的电路在非常高信号频率为特别有利的，因该操作
点的间接调节抑制在该信号路经的额外寄生负载，在该信号情况的此
种额外寄生负载可限制该转移特性的品质。

本电路的操作点根据方程式(3)变为被建立的，在该频域的转移
函数由方程式(14)提供。

第10图显示本发明拟差动线路驱动器LT的第五示例具体实施例
的电路图，在此情况下，电流IOPN及IOPP再次由电流源提供，其具
由该固定电流源IREF所馈入的晶体管MP7做为输入及晶体管MP8及
MP8’做为输出。然而，在本示例具体实施例中，电流IOPN或IOPP并
未馈入该节点K1或K1’，而是该节点K6或K6’，该节点K6或K6’系
经由电阻器R5或R5’连接至该互导放大器OTA1的输出，在该节点K1
或K1’及该互导放大器OTA1的反相输入间连接的是电容器CC1或
CC1’，该电压VSGND被施用于该互导放大器OTA1的非反相输入，此外，
电阻器RC1及RC1’被耦合至该互导放大器OTA1的反相输入，该电阻
器RC1及RC1’的其它连接具该电压VSGND被施用于它们。

该节点K6或K6’亦连接至该晶体管MN2或MN2’的闸极连接，在该
晶体管MN2或MN2’的源极连接，电阻器R4或R4’系连接至地面VSS，
该晶体管MN2或MN2’的汲极连接系连接至后者的闸极连接。此外，电
容器C4或C4’系连接至在该晶体管MN2或MN2’的汲极连接的接地
VSS。

本示例具体实施例系合并操作点调整的简单电流镜及电流放大
的并串反馈，电路有利地不需要任何使用反馈回路的操作点调节，此
外，该互导放大器OTA1系经由AC耦合为主动的。

没有任何信号施用于该输入NIN，该晶体管MN1及MN2一起形成
负反馈电流镜，在此内文中，所使用的负反馈电阻器为电阻器R2及
R4。做为基础电流，由该固定电流源IREF所产生的电流经由以该晶
体管MP7及MP8所形成的电流镜被对映为该节点K6，该节点K6为由
该晶体管MN1及MN2所形成的负反馈电流镜的输入。电流IOPN经由
在该晶体管MN2的汲极/源极路径及经由该电阻器R4汲至该地面
VSS，若流经该电阻器R5的电流I5等于零。该互导放大器OTA1的输
出产生相等于在该节点K6的电位之电位，流经该晶体管MN1及该电
阻器R2的电流系基于该晶体管MN1及MN2的梯度之商而得到，该阶
段比可根据要求被选择。

当该输入NIN以输入电流IINN驱动时，根据方程式(3)，具该电
阻器R1及R2及该晶体管MN1的AC耦合互导放大器OTA1用做具DC
电流增益的并串反馈。故此包括没有任何没有任何额外电流流入该晶
体管MN2，在由该晶体管MN1及MN2所形成的电流镜的参考路径系经
由低通过滤器去耦合，其包括该电阻器R5及该电容器C4。

藉由电容器CC1或CC1’及电阻器RC1及RC1’的该互导放大器OTA1
的AC耦合之结果为在该转移函数的额外零点，低于该零点频率的噪
声信号因而被抑制，在该频域的本电路之转移函数由方程式(20)提
供。