能防止寄生振荡的高增益放大器 本发明涉及一种高增益的放大器，特别是涉及一种改善增益容限特性和相位容限特性、并防止寄生振荡的高增益放大器。
一般来说，在反馈放大器中，整个闭合回路的增益特性和相位特性由反馈量来决定。从而，为了设计高增益的放大器，必须加大反馈量，这时，就必然要考虑增益容限和相位容限特性。
在设计这种电路时，如果在得不到足够的容限的电路布局状态下，由印刷电路板上的走线以及接地线而形成的寄生元件，常常会引起不希望有的寄生振荡。特别是在高增益的放大器中，这样的寄生振荡问题更加突出。
现有技术中，通过使用一种利用密勒效应(Miller effect)的反馈回路，并通过改善放大器的增益容限和相位容限特性，来防止上述寄生振荡的产生。
图1是利用密勒效应的一般高增益放大器的等效电路图。
图1所示的高增益放大器是基于“增益和带宽的乘积为一定值[带宽(bandwidth)×增益(gain)＝一定值(constant)]”的基本理论，通过使用电容器Cc而缩小带宽，来获得高增益。
因此，图1所示的高增益放大器是通过在高增益放大器AV输入端Vi和输出端Vo之间接入补偿电容Cc[该电容器Cc设置成能内藏在集成电路(IC)内的小的电容值，以便补偿频率]实现一般地极分裂(pole-splitting)补偿方法。
这时，系统极(system pole)P1和零点Z1由下列公式(1)表示：
P1＝-1/[R·(1＋Av)·Cc]
Z1＝gm/Cc ......(1)
图2是利用密勒效应的高增益放大器的另一个等效电路图。
图2所示的高增益放大器，除了有补偿电容Cc外，还有与补偿电容Cc串联的补偿电阻Rc，系统极P2和零点Z1由下列公式(2)表示：
P2＝-1/Rc·Cc
Z2＝1/[Cc(1/gm－Rc)] ......(2)
一般来说，在利用遥控能够进行远程控制的装置中，必须有以下的电路，即，为使从发射机(遥控器)传出的信号能够被装置内的微机识别，将发射机传出的信号调制成编码信号的电路。
因此，实现将遥控器上所加的信号调制成编码信号这一功能的集成电路(IC)是预放大器，预放大器的最前端是前置放大器。因而遥控器的光脉冲编码调制信号发送到采用遥控装置的接收机上，通过光检测器转换成电信号，转换后的信号通过前置放大器，在前置放大器的末端放大以容易地产生脉冲信号。
由于前置放大器将通过光检测器转换后的信号放大，以使脉冲信号容易产生，因此，具有极高的增益特性，而一般设计的前置放大器的增益大约为40dB(大约100倍)。
输入信号的电平大约为50μVpp，频率Freg等于38KHz，周期等于1.2ms的脉冲调制信号作为一般的技术参数而设定。
图3是表示现有的高增益预放大器的电路图。该电路采用了图1所示的等效电路，而图4是图3的详细电路图。
参照图3和图4，现有的预放大器由第一放大装置AV1、第二放大装置AV2、补偿装置CM和反馈增益确定装置FGM组成。其中，第一放大装置AV1在理论上具有无限大增益，由晶体管Q3、Q4和电阻R4、R5构成；第二放大装置AV2在理论上具有无限大增益，由晶体管Q5、Q6和电容器C2构成；补偿装置CM由连接在上述第一放大装置AV1的非反向输入端(+)和输出端之间的补偿电容Cc构成；反馈增益确定装置FGM由连接在第二放大装置AV2的输出端和第一放大装置AV1的反向输入端(-)之间的电阻R2、R3和电容器C3构成。
图3中，Amp-in为放大器的输入信号，是光信号通过接收机的光检测器转换成的电信号，也就是表示为转换成的电流值，而晶体管Q1、Q2表示为互导(conductance)的芯部。
第一和第二放大装置AV1、AV2的极位置P1、P2和零点Z1、Z2与上述公式(1)和(2)相同，开环增益Av是利用有源负载Q3、Q4和电阻R4、R5获得的。
这时，第一放大装置的环增益Av表示为Av1＝gm·r0，其中，gm是晶体管Q1、Q2的互导(transconductance)与偏压有关，而r0设定为有源负载的输出电阻与晶体管Q5的输入阻抗riQ5的并联值。如果用公式表示的话，则如下列公式(3)所示：
Av1＝gm·r0
gm＝Ic/Vr
r0＝r01//riQ5 ......(3)
其中：
gm：晶体管Q1、Q2的互导
r0：三极管Q3的集电结的等效阻抗
AV2＝gmQ5·r0Q5其中：
gmQ5：晶体管Q5的互导
r0Q5：晶体管Q5的集电结的等效阻抗而且，整个开环的增益Av用下列公式(4)来表示：Av=VoutVi]]>=1+R2R3+1jωC3]]>≈R2R31+1jωR3C3(...R2>>0)....(4)]]>
也就是说，现有的高增益放大器是通带(passband)增益取决于R2/R3，在Z＝C3·R3时具有“零点(带通滤波器的-3dB频率)”的非反向放大器。
上述公式(3)中没有考虑电容器Cc和C2。
利用密勒效应的上述高增益放大器具有利用补偿电容Cc[该电容是可藏于集成电路(IC)内部的小电容]滤波的优点。
然而，上述高增益放大器具有下述缺点：由于它利用了互导gm，因而，在用有源负载构成放大器的情况下，互导会随着增益端的偏压而变化，由此，极位置和零位置也会变化。
而且，由于上述方法中不容易决定补偿电容器的电容值，因此，基本上仍依赖于用Hspice的模拟。
本发明的目的是解决上述现有技术中所存在的问题，提供高增益的放大器，这种放大器能够提高相位容限和增益容限特性，防止寄生振荡。
本发明的另一个目的是提供高增益的放大器，这种放大器能够与互传电导和有源负载的输出阻抗无关地利用超前滞后滤波器(le-ad-lag finter)来进行频率补偿。
为了达到上述目的，本发明的高增益放大器包括：具有非反向输出端和反向输出端的第一放大装置；其输入端与上述第一放大装置的反向输出端连接的第二放大装置；由其一端与上述第一放大装置的反向输出端连接的电容器和与上述电容器的另一端连接的电阻组成的超前滞后滤波器(lead-lag filter)。
下面，结合附图对本发明的实施例进行详细说明。附图的简要说明：
图1是利用密勒效应的一般高增益放大器的等效电路图。
图2是利用密勒效应的高增益放大器的另一个等效电路图。
图3是现有的高增益放大器的电路图。
图4是图3的详细电路图。
图5是本发明的具有防止寄生振荡功能的高增益放大器的等效电路图。
图6是属于本发明的实施例的、具有防止寄生振荡功能的高增益放大器的电路图。
图7是图6的详细电路图。
图8A和8B是本发明的高增益放大器和现有的高增益放大器的特性比较图。
图5是本发明的利用超前滞后滤波器的高增益放大器的等效电路图。该图所示的高增益放大器的系统(system)极位置P3和零点由下列公式(5)表示：
P3＝-1/R0＋Rc·Cc
Z3＝-1/Rc·Cc ......(5)
从上述公式(3)中可看出，能获得与互导gm无关的零点，并可以容易地确定补偿电容器Cc的值。
图6是属于本发明的实施例的预放大器(preamplifier)的电路图。
参照图6，属于本发明的实施例的预放大器使用超前滞后滤波器作为补偿装置，该超前滞后滤波器是在第一放大装置AV1的非反向输出端(+)和反向输出端(-)之间，由串联着的补偿电阻Rc和补偿电容器Cc构成。
上述方法与一般方法不同，它不是用第一放大装置的增益AV1来补偿频率，而是由在第一放大装置的两个输出端之间连接电阻Rc和电容器Cc而构成。
通过引入零点，使相位特性在零点时为+90°，增益特性具有+6dB/八倍频特性。这样，就可以体现出模拟结果+30°左右的相位容限改善效果。
这种方法通过在第一放大器的两个增益端之间连接具有优越零点的反馈环路(feedback loop)，而使用一般的零点特性。也就是说，用很小的增益，使相位超前+90°以上，由此可以相当程度地改善相位容限(margin)和增益容限。
一般的利用密勒效应的补偿方法是通过在输入端和输出端之间连接电容进行补偿，本发明方法比一般方法更能获得良好的特性。
上述零点可以由下列公式求得：Z3=1Rc•cc]]>fZ3=12π•Rc•Cc......(6)]]>
用改进后的电路进行模拟的结果显示，其改善效果约为：增益容限等于10dB，相位容限等于30°。
图8表示本发明的前置放大器和现有的前置放大器的相位容限和增益容限的模拟结果，其中，图8(A)表示增益容限特性，图8(B)表示相位容限特性。
从图8可以看出，本发明的前置放大电路可以获得比现有的前置放大电路优越的增益容限特性和相位容限特性。
也就是说，在本发明中，为了解决增益容限和相位容限问题，在第一放大器AV1的(+)输出端和(-)输出端之间连接电阻Rc和电容器Cc，构成超前滞后滤波器，从而可以获得更好的增益容限和相位容限特性。
根据上述本发明，由于在第一放大装置的反向输出端和非反向输出端之间接入串联连接的补偿电阻和电容而构成超前滞后滤波器，因此具有改善高增益放大器的增益容限和相位容限特性，防止寄生振荡的优点。