本发明涉及一种利用存储器实现理想传递函数的类型的电路。这种电路的一个实例是自适应压缩扩展器，该自适应压缩扩展器应用一种以多个压缩扩展函数编程的存储器，其中需压缩扩展的信号作为地址码加到存储器。 在数字信号处理技术中已知利用存储器来作为功能元件。对该存储器相应存储单元以对应于由理想传递函数变换出的地址值的数值进行编程。例如，如果希望以特定值对一数字信号定标，每个存储单元用等于特定存储单元的地址乘以该定标值的数值来进行编程。通过将存储器分段为表可使该系统适配，每个表对应于被不同比例因子相乘的地址值。通过将控制位附加于地址码对任何给定时间使用的特定表进行访问。
并非所有传递函数可用存储元件便宜有效地实现。反之，某些传递函数仅能用编程存储器实现。这尤其符合于某些非线性函数。不幸的是该存储器有可能变得不希望的大。例如考虑一处理8位抽样、8位精度的存储器以及8位自适应控制信号的自适应系统。要求的存储器包含具有28个各为8位地存储单元或总存储容量为524288位的28个表。该大小的存储器会给该系统带来可观的成本。
本发明人认识到对于在自适应系统中实现的某些传递函数族而言，可以显著降低对存储器的要求。这是通过将仅与一个典型传递函数对应的数值存储到存储器中而达到的。然后通过适当地对施加于存储器的信号进行偏移和（或）对提供给存储器或由存储器提供的数值加以定标，可有效的实现对应于传递函数族中其它传递函数的响应。
本发明是用于根据所选择的多个传递函数之一来处理信号的自适应系统。以具有对应于由传递函数族的典型传递函数变换出的地址值的数值对存储器相应地址单元进行编程。
通过信号偏移电路和（或）信号定标电路将信号施加于存储器的地址输入端口，并且从存储器选取经转换的信号。响应控制信号的装置施加适当偏移值给相应的信号偏移电路和（或）将定标值给定标电路以通过传递函数族中所要求的传递函数实现对所加信号的变换。
图1是可用本发明实现的一部分传递函数族的曲线图。
图2和图3是代表图1所示的特性曲线族并用于描述本发明操作的单个传递特性的曲线图。
图4，5和8是本发明比较实施例的方框图。
图6和7是比较压扩系统的方框图，其中正向压扩器或反向压扩器或两者均可用按照本发明的电路实现。
图9是本发明另外实施例的方框图。
图10和11是使用图9所示出电路的比较自适应压扩器电路的方框图。
图12是实施本发明的自适应峰化电路的方框图。
下面对本发明的描述是在压扩系统的范围内，然而，它的用途并不限于这种应用。将会知道本发明可应用于任何需要可选传递函数的系统，该传递函数符合实际上可从单个典型传递函数导出的函数族。
参照图1，图1示出表示多个压扩器传递函数的曲线族。每条曲线表示特定信号条件可采用的特定输入-输出关系。例如，如果对于特定的时间间隔输入信号很可能具有50±△（△是很小数值）的数值，那么标有TF1的曲线可表示所需要的输入-输出关系。另一方面，如果对于特定的时间间隔要求输入信号具有0+△的数值，则标以TF2的曲线可表示所要求的输入-输出关系。从该图可以看到这些曲线具有如曲线TF1或TF1的一部分的同样的一般形状。标以TF3的曲线类似于曲线TF1但向右和向上偏移。曲线TF4类似于曲线TF1但向左和向下偏移，等。另外注意如果曲线TF4向左和向下移动达100个单位，曲线TF2和TF4的组合将具有如曲线TF1的相同一般形状。最后，假定所示曲线仅表示所要求传递函数族的一小部分，即在曲线TF2和TF4之间实际上存在大量的曲线。
传递函数族的输出值的动态范围等于可能输入值的动态范围。这是下面所描述的举例压扩系统的特征，但不是本发明的要求。
参照图2，该图示出代表图1所示传递函数族的传递函数STF。在该实例中，标准化的传递函数STF可从尾端相连的传递函数TF2和TF4组合中导出。注意在图2中输入和输出的动态范围是图1中传递函数输入和输出动态范围的两倍。
假定对一存储器编程以输出由传递函数STF表示、对应于作为地址码加于其地址输入端口的相应输入电平的数值。另外假定输入信号具有0至100的动态范围并要求实现传递函数TF1。
曲线TF1的拐点在输入电平50处。曲线STF的拐点在输入电平0处。为把在曲线STF的拐点的传递函数放到输入信号电平50上，将输入信号偏移负50个单位。将施加于存储器的输入信号偏移50个单位为施加于该存储器的输入电平建立了从-50至+50单位的动态范围。这100个单位的动态范围落在AA标明的虚线之间。对于图1所示传递函数，所要求输出动态范围是100个单位。然而，从图2可以看出，对应线AA之间的输入范围由传递函数STF产生的输出动态范围大约为150个单位。通过对由该存储器提供的输出数值以因子100/150或2/3定标可将输出信号的动态范围限制为100个单位。将输出值定标使动态范围落在图2虚线BB之间，并产生标以TF1′的传递函数。依据产生曲线STF的方法，针对传递函数族与单个曲线的一致，传递函数TF1′将精确地符合函数TF1或非常紧密地靠近函数TF1。
为提供与传递函数TF1一致的定标输出值（TF1′）存在一个另外的要求。该定标值的输出动态范围是从-50到+50个单位。所要求的输出动态范围是0至100个单位。因此定标输出值必须偏移正50个单位。
参照图3并假定所要求传递函数是TF2。假定曲线TF2的拐点在单位0，并且曲线STF的拐点在单位0，则施加于存储器的输入电平的范围在虚线CC之间。对图1和图2来讲，该范围是0到单位100，因此对施加于存储器的输入信号不需要加任何偏移。在虚线CC之间，由曲线STF定义的输出动态范围是100个单位，因此不需要对输出值定标。另外不需对该输出值加任何偏移。
利用曲线STF在中心在单位0的虚线C左边部分实现传递函数TF4。在这种情况下，信号输入值必须偏移负100个单位，信号输出值必须偏移正100个单位，但是，不需要对输出值定标。
假定要求的所有传递函数族和典型传递函数是单调的。通过将所需函数与典型函数比较确定输入偏移值IOi。这可根据函数的形状或对称性以作图方式或计算方式实现。假定对应输入值X由标准函数STF提供的输出值是F（X）。进一步假定输入信号范围从最小值Xn延展到最大值Xx并且函数族相应函数所要求的输出动态范围是ORi。专门用于选择函数的比例因子Gi由下列关系式确定
Gi＝ORi/（F（Xx-IOi）-F（Xn-IOi）） （1）
其中F（Xx-IOi）和F（Xn-IOi）对应于根据该偏移输入范围的函数STF形成的最大和最小值。商表示相对于加于存储器地址输入端的数值的给定输入范围所要求输出动态范围与函数STF的输出动态范围之比。
对于在施加输出偏移值之前定标的系统，按下面方式确定输出偏移值OOi。设Fi（Xn）等于各个所要求传递函数的最大输出电平。则要求：
Fi'（Xn）＝Gi×F（Xn-IOi）+OOi （2）
OOi＝Fi'（Xn）-Gi×F（Xn-IOi） （3）
输出偏移可先于定标进行。在这种情况下比例因子Gi不变而相应数值OOi'是不同的。由下面关系式确定OOi'值：
Fi'（Xn）＝Gi×（F（Xn-IQi）+OOi） （4）
或者
OOi'＝Fi'（Xn）/Gi-F（Xn-IQi） （5）
数值Gi、OOi和IQi在第二存储器中预先编程，该第二存储器在适当时间间隔由控制信号Ci寻址。响应控制信号Ci，将数值Gi，OOi和IOi施加于耦合在带有传递函数存储器的信号路径中的电路以实现所要求的偏移和定标功能。
考虑8位输入抽样、8位输出抽样和28个不同传递函数，本系统的所需存储器计算如下。用于存储标准函数的存储器具有29×8＝4096位（注意STF存储器具有两倍的动态输入范围）。该28个传递函数中的每一个需要假定为8位的三个值（Gi，OOi和IOi），总共为8×3×28＝6144位。总系统位计数是10240位或保留514048位。
图4示出用于实现本发明的装置的一个实施例。在该图中，假定信号为并行位脉码调制（例如，PCM二进制）信号，连线为并行导体总线。需处理的信号加至输入端10，控制值Ci加于控制端20。可依据需实现的函数从各种信号源导出控制值。例如，如果处理函数是信号压扩，控制值可表面输入信号的信噪比并可从信噪装置（未示出）导出。另一方面，控制值Ci可表示输入信号电平的预测并可通过最大似然技术、平均方差技术或线性预测方法等导出。输入信号耦合到所示作为减法器的信号偏移电路12。将来自输入偏移电路12的输出值施加于只读存储器（ROM）14的地址输入端口，ROM 14用传递函数族的典型传递函数加以预编程。ROM 14提供输出抽样值给定标电路16。由定标电路16产生的定标样值耦合到输出偏移电路18，所示为一加法器。来自输出偏移电路18的输出信号对应于由所需传递函数变换出的输入信号。
控制信号Ci耦合到控制ROM 22，ROM 22用对应于相应控制信号Ci的各个偏移和比例因子值IOi、OOi和Gi进行预编程。该ROM提供输入偏移值IOi给输入偏移电路12，提供输出偏移值OOi至输出偏移电路18，以及提供比例因子给定标电路16。注意偏移电路12和18可用具有在控制ROM 22中编程的偏移值的适当极性选择的信号加或减法电路实现。
图5示出第二实施例，其中定标电路32和输出偏移电路30以相对图4中定标和偏移电路16和18相反的次序加以耦合。另外，该控制ROM被分为两个ROM电路，控制ROM1和控制ROM 2。另外一个差别是将由输入偏移电路12提供的样值的符号或极性位作为控制ROM 2的额外地址位。
首先考虑符号位未连接于控制ROM 2。控制ROM 1用偏移值IOi编程并响应控制信号Ci。控制ROM 2用偏移值OOi′和比例因子Gi偏程并且该系统提供与图4电路同样的输入-输出信号的对应。
其次考虑有可能预测输入信号的瞬时值对每个输入信号值存在不同传递函数的情况。在这种情况下可除去控制ROM1。所预测的信号对应于控制信号Ci，并直接施加于减法器12和控制ROM 2的地址输入端。这种类型系统的实例在图6中示出。
图6示出具有包含在DPCM环路中的自适应压扩电路的微分脉码调制（DPCM）系统。输入信号施加于减法器605的第一输入端。所预测的视频信号耦合于减法器605的第二输入端，减法器605的输出耦合于自适应压扩器612。预测的视频信号实际上等于以前图象帧中同一个象素点的信号。由此减法器605的输出信号等于后继帧中相应象素的差值并且标称地将为小数字。压扩器612的输出信号耦合于反向压扩器620。反向压扩器620的输出信号耦合于含有加法器640、定标电路630和延时元件650和662的积分器。由元件630、650和662的组合所加的延时正好为一个帧的间隔。该积分器对减法器提供的信号差值积分从而以熟知方式重构视频信号。延时元件650的积分信号作为预测视频信号耦合于减法器605。在减法器605输出与第二输入端之间串联连接元件形成的总处理延时基本上为一帧间隔。延时元件610、614和616包含在该系统中以补偿在产生自适应压扩器612和620的控制信号中的延时。
输入视频信号和预测视频信号耦合于第二减法器655，第二减法器655产生等于由减法器604所产生差值的输出差值。因此减法器655的输出信号是施加于正向压扩器612的输入信号的精确推算。当除出控制ROM 1和将减法器655的输出直接施加于减法器12（图4）并也作为控制信号施加于控制ROM 2的地址输入端口时，这样直接压扩器612可用图5的电路实现。如图6中所示出的，该电路在输出端（OUPUT）为传输或进一步处理提供DPCM信号。
依据由元件612实现的传递函数，可能需要滤除加至那里的控制信号以防止该系统变得不稳定和呈现例如有限循环。该附加滤波器表示如虚画出的元件615。
又，如果要求提供压扩视频信号而非压扩DPCM信号作为输出信号，图6的系统可改变如图7所示。缺少控制ROM1的图5压扩器用作正向压扩器。定标电路32的压扩视频信号用作输出信号（OUTPUT），并耦合到将压扩视频信号恢复到原始形式的反向压扩器70。将来自反向压扩器70的视频信号耦合到延迟电路72，将延迟的视频信号施加于例如空间滤波器74。空间滤波器74结合延时元件72提供输入信号的估值。该估值可作为以前场或帧出现的许多象素的平均值而形成，该平均值对应于由当前输入信号抽样表示的象素单元。
将估值信号作为输入偏移值IOi施加于偏移电路12，也作为控制值Ci施加于控制ROM2的地址输入端口。
返回参照图5，下面描述该系统包括减法器12的符号位的情况。在这种情况下，控制ROM2将包含两个表，每个含有数值OOi和Gi。符号位的使用是为了修改传递函数以便在输入信号等于值IOi时输出信号应等于IOi。实际上当输入信号等于IOi时它不变地通过该系统。控制ROM2包含比例因子值G1i和响应控制信号Ci以及表示负极性的符号位信号的输出偏移值OO1i的第一表。数值Gli和OO1i给出如下：
G1i＝-IOi/F（IOi） （6）
OO1i＝-IOi/G1i （7）
另外，控制ROM2包含比例因子G2i和响应控制值Ci以及表示正值的符号位信号输出偏移值OO2i的第二表。数值G2i和OO2i给出如下：
G2i＝（Xx-IOi）/F（Xx-IOi） （8）
OO2i＝-IOi/G2i （9）
其中Xx是输入信号动态范围的上限。
图8示出用于实现图5系统的反函数的系统。可用类似于图5的系统以相应存储元件的适当编程实现反函数。然而如果在如图6所示的单个电路中要求正的和反函数，则最好减少硬件。如果正和反函数均用公共控制ROM可使硬件数量最少。配置如图8电路所示的反函数电路对正和反函数电路允许至少使用公共输出偏移值OOi和公共输入偏离值IOi。
在图8中输入信号施加于定标电路52，在其中由数值1/Gi对它定标，数值1/Gi是存储在控制ROM1（图5）中数值Gi的倒数。定标输入信号值施加于偏移电路54，在其中将它们偏移数值OOi，这些数值等于存储在控制ROM2（图5）中的输出偏移值。数值1/Gi和OOi由响应控制信号Ci的控制ROM60提供，这些信号Ci对施加于控制ROM1和控制ROM2（图5）的控制值Ci是等价的。
定标和偏移输入信号作为地址码施加于传递函数ROM56。用如图5ROM14的同样函数STF（仅发生翻转）对ROM56编程。亦即，考虑图2，以对应于输入电平的数值在对应于相应输出电平的地址单元编程。
由传递函数ROM 56提供的输出信号样值加于偏移电路58，在其中将输出样值偏移与存储在控制ROM1（图5）中的输入偏移值IOi相等的数值IOi。也由控制ROM60提供数值IOi。
也可将反函数系统修改为响应极性控制信号。这由包含虚线画出的减法器61的辅助电路表明。
图9示出从单个传递函数产生传递函数族的本发明的另一实施例。例如考虑函数Y（X），由下式给出：
Y（X）＝X/（1+X2N） （10）
其中X对应于输入信号，N是整数。Y（X）关于O斜对称，并在X＝0具有0值，对于大于Xmax和小于Xmin的数值其趋向于0，其中Xmax和Xmin分别等于正的和负的第2N次方根1/（2N+1）。另外考虑需要对限定Xmax和Xmin的X值进行自适应控制。这可通过对施加于实现函数Y（X）的电路的X值定标而完成。例如，如果由因子1/α对输入值X定标，α是正值，这样实现函数Y（X）的电路工作在数值X/α，定义Xmax和Xmin的X值是（1/2N-1）第2N次方根的α倍。由此出现Xmax和Xmin的点可通过改变α值而进行控制。为了保持等式（10）的函数信号Y（X）的输出动态范围，函数电路提供的值可由输入比例因子的倒数定标。图9是这种形式的自适应函数产生电路。
在图9中输入样值施加于定标电路90，在其中由比例因子1/α对这些样值定标。将定标样值（X/α）加于可以是由所要求传递函数编程的ROM的功能电路91。经转换的样值耦合于以比例因子α定标的另一定标电路92。该定标电路提供所要求的输出值。假定由电路91执行的传递函数对应于由方程10定义的函数，定标电路提供形式由下式给出的输出样值：
OUTPUT＝X/（1+（X/α）2N） （11）
或更一般地
OUTPUT＝αY（X/α） （12）
但是注意对于某些应用没必要包含后面的定标电路92。另外，如果包括有定标电路92，则加至那里的比例因子的数值可能不同于施加于定标电路90的数值的倒数。而且，施加于定标电路90的比例因子1/α并不意味着数值1/α限制为小于1的数值，而是可包括大于1的数值。可由响应适当控制信号的ROM或由其它合适电路提供比例因子α和1/α，以引起所要求的自适应响应。
图10示出本发明另外的实施例，本发明利用配置产生单个传递函数的元件（91）提供多个传递函数。在图10（和图11）中，用如图9中电路元件的相同标号指出的电路元件是类似的并以相同方式操作。
将输入样值施加于减法器电路95的被减数输入端和自适应功能电路96的输入端。电路96的输出样值耦合于减法器95的减数输入端。减法器95提供符合下列函数的输出样值OUTPUT。
OUTPUT＝X-βY（X/α） （13）
假定功能元件91执行由方程10定义的函数，并且比例因子β等于α。在这种情况下，输出信号等于：
OUTPUT＝X（1-1/（1+（X/α）2N） （14）
该函数类似于图1所示出的函数TF1，除了对于较大输入信号值该曲线的斜率趋向于1之外。该曲线的拐点可按照分别施加于定标电路90和92的数值1/α和α调节。其次假定比例因子β等于α的b倍（b为变量）。在这种情况下由减法器95提供的输出信号给出如下
OUTPUT＝X（1-b/（1+（X/α）2N） （15）
这种配置允许在X＝0将该曲线的斜率设定为数值（1-b）。注意数值N影响拐点斜率的斜度，数字N越大斜率越大。
由方程15定义的函数用作自适应噪声核化电路，其中由因子β确定实现核化的信号范围。将因子α和β选择为信噪比的函数。
类似于图8电路实现的函数，由方程（14）或（15）定义的函数也用于实现自适应压扩。亦即图10的电路可用在通信接收机中实现对已在发送机中压扩的信号的互补压扩函数。
图11示出用于实现图10所示电路的互补函数的电路。图10的电路趋于压缩较小幅度信号值而扩展（放大）较大幅度信号值，而图11的电路趋于扩展较小幅度信号值并压缩较大幅度信号值。
图12示出本发明用以实现电视接收机中垂直细节信号的峰化控制的另外的应用。在图12中，复合视频信号在A/D转换器中转换为数字形式并进行梳状滤波以分离亮度分量Y和色度分量C。梳状滤波色度分量的低频频谱含有：由带通/低通滤波器分离并在加法器105中加回到亮度信号的亮度垂直细节，以提供恢复亮度信号。垂直细节信号也由电路101、102和103进行处理，以提供核化、峰化和削减垂直细节信号，将上述信号在加法器104中加到恢复亮度信号上产生具有峰化垂直细节的亮度信号。有峰函数是众所周知的，并最好安排为可调节，这样用户能够根据他的观看喜好调节显示图象。适用于垂直细节信号的传递函数的一般形式表示在标定为102的方框中。配置元件101、102和103分别类似于图9的元件90、91和92进行操作以使用户可选择传递函数簇中的一个。用户也可通过改变增益因子α选择垂直细节信号的一部分并可通过调节增益因子β选择峰化程度。