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1、(10)申请公布号 CN 103548260 A (43)申请公布日 2014.01.29 CN 103548260 A (21)申请号 201280022961.1 (22)申请日 2012.05.09 13/107,267 2011.05.13 US H03F 1/52(2006.01) H02M 1/32(2006.01) H03F 3/60(2006.01) H03F 3/68(2006.01) (71)申请人 伯斯有限公司 地址 美国马萨诸塞州 (72)发明人 M纽斯鲍姆 Z科里克 CJ佩尔金斯 TW舍恩 (74)专利代理机构 北京市金杜律师事务所 11256 代理人 王茂华 (54。
2、) 发明名称 具有整流器保护的电源 (57) 摘要 一种用于驱动扬声器的装置包括用于驱动选 择的扬声器的用户可配置的放大器单元、 同步整 流器电路和控制系统。每个单元连接在功率轨道 之间。整流器电路在轨道上提供电流以供单元消 耗。该电流取决于配置。控制系统实现整流器电 路和单元的模型， 并且响应于有关放大器单元的 电气输出的信息， 使用该模型来控制音频输入信 号。这间接地限制了从同步整流器电路汲取的电 流。 (30)优先权数据 (85)PCT国际申请进入国家阶段日 2013.11.12 (86)PCT国际申请的申请数据 PCT/US2012/037046 2012.05.09 (87)PCT国。
3、际申请的公布数据 WO2012/158419 EN 2012.11.22 (51)Int.Cl. 权利要求书 2 页 说明书 7 页 附图 9 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书2页 说明书7页 附图9页 (10)申请公布号 CN 103548260 A CN 103548260 A 1/2 页 2 1. 一种用于驱动扬声器的装置， 所述装置包括 ： 放大器单元， 每个所述单元连接在第一功率轨道和第二功率轨道之间， 所述放大器单 元是用户可配置的， 以用于驱动选择的扬声器 ； 同步整流器电路， 用于在所述功率轨道上提供电流以供所有所述放大器单元消耗， 所。
4、 述电流取决于用户定义的所述放大器单元相对于所述扬声器的配置 ； 以及 控制系统， 用于实现所述同步整流器电路和所述放大器单元的模型， 所述控制系统被 配置为响应于有关所述放大器单元的电气输出的信息来控制音频输入信号， 从而限制从所 述同步整流器电路汲取的电流。 2. 根据权利要求 1 所述的装置， 其中所述控制系统包括具有第一反馈回路和第二反馈 回路的反馈控制系统， 所述第一反馈回路与由所述同步整流器电路处理的电功率相关联， 所述第二反馈回路与控制所述同步整流器电路的温度相关联。 3. 根据权利要求 1 所述的装置， 其中所述模型包括 热模型， 用于基于由所述整流器电路耗散的估计来估计温度。。
5、 4. 根据权利要求 3 所述的装置， 其中所述模型进一步包括 温度控制器， 用于接收由所述热模型提供的所述估计的温度与最大允许温度之间的 差， 并且由此估计最大功率耗散。 5. 根据权利要求 1 所述的装置， 其中所述模型包括 整流器功率耗散模型， 所述整流器功率耗散模型提供作为所述放大器单元的所述电气 输出的函数的由所述整流器电路耗散的总功率的估计。 6. 根据权利要求 5 所述的装置， 其中所述功率耗散模型被配置为 通过对由每个放大器单元耗散的功率之和进行第一时间常数的滤波来生成第一电流， 以及 通过对从每个放大器单元输出的电流之和进行第二时间常数的滤波来生成第二电流， 所述第二时间常数。
6、短于所述第一时间常数。 7. 根据权利要求 6 所述的装置， 其中所述功率耗散模型进一步被配置为 通过对所述第一电流和所述第二电流求和来确定第一轨道电流， 以及 通过计算所述第一电流和所述第二电流之间的差来确定第二轨道电流。 8. 根据权利要求 7 所述的装置， 其中所述功率耗散模型进一步被配置为 确定与所述第一轨道电流相关联的开关损耗和导电损耗， 以及 确定与所述第二轨道电流相关联的开关损耗和导电损耗。 9. 根据权利要求 8 所述的装置， 其中所述功率耗散模型被配置为输出以下两项中较大 的一项 ： 与所述第一轨道电流相关联的开关损耗和导电损耗之和， 以及 与所述第二轨道电流相关联的所述开关。
7、损耗和所述导电损耗之和。 10. 一种用于驱动扬声器的装置， 所述装置包括 ： 放大器单元， 每个所述放大器单元连接在正轨道和负轨道之间， 所述放大器单元是用 户可配置的， 以用于驱动选择的扬声器 ； 同步整流器电路， 用于在所述正轨道上和在所述负轨道上提供电流以供所述放大器单 元消耗， 所述电流取决于用户定义的所述放大器单元相对于所述扬声器的配置 ； 权 利 要 求 书 CN 103548260 A 2 2/2 页 3 整流器功率耗散模型， 所述整流器功率耗散模型提供作为所述放大器单元的电气输出 的函数的由所述整流器电路耗散的总功率的估计 ； 热模型， 用于基于由所述整流器电路提供的所述估计。
8、来估计温度 ； 温度控制器， 用于接收由所述热模型提供的所述估计的温度与最大允许温度之间的 差， 并且由此估计最大允许功率耗散 ； 功率耗散控制器， 用于接收所述最大允许功率耗散与由所述整流器电路耗散的总功率 的所述估计之间的差 ； 以及 限制器， 用于接收来自所述功率耗散控制器的增益控制信号， 并且将所述增益控制应 用到音频信号， 以限制所述同步整流器电路的功率耗散。 11. 根据权利要求 10 所述的装置， 其中所述整流器功率耗散模型被配置为 通过对由每个放大器单元耗散的功率之和进行慢速时间常数的滤波来生成慢速电流， 以及 通过对从每个放大器单元输出的电流之和进行快速时间常数的滤波来生成快。
9、速电流。 12. 根据权利要求 11 所述的装置， 其中所述功率耗散模型进一步被配置为 通过对所述慢速电流和所述快速电流求和来确定正轨道电流， 以及 通过计算所述慢速电流与所述快速电流之间的差来确定负轨道电流。 13. 根据权利要求 12 所述的装置， 其中所述功率耗散模型进一步被配置为 确定与所述正轨道电流相关联的开关损耗和导电损耗， 以及 确定开关损耗和导电损耗。 14. 根据权利要求 13 所述的装置， 其中所述功率耗散模型被配置为输出以下两项中较 大的一项 ： 与所述第一轨道电流相关联的所述开关损耗和所述导电损耗之和， 以及 与所述第二轨道电流相关联的所述开关损耗和所述导电损耗之和。 。
10、15. 一种用于驱动扬声器的装置， 所述装置包括 ： 多个放大器单元， 每个所述放大器单元连接在第一功率轨道和第二轨道之间， 所述放 大器单元是用户可配置的， 以用于驱动选择的扬声器 ； 用于提供电流以供所有所述放大器单元消耗的装置， 所述电流取决于用户定义的所述 放大器单元相对于所述扬声器的配置 ； 以及 用于响应于有关所述放大器单元的电气输出的信息来控制用于提供电流的所述装置 以限制由用于提供电流的所述装置提供的电流的装置。 16. 根据权利要求 15 所述的装置， 其中用于控制的所述装置包括用于响应于有关所述 电气输出的所述信息来控制输入音频信号的装置。 权 利 要 求 书 CN 103。
11、548260 A 3 1/7 页 4 具有整流器保护的电源 技术领域 0001 该公开内容涉及音频放大器， 并且尤其涉及用于这样的放大器的电源。 背景技术 0002 已知的音频放大器包括其中放大单元可以由用户配置以驱动扬声器的那些音频 放大器。因为无法提前知道用户最终将如何连接放大单元， 所以可能难以提前知道电源能 够应付多少电流。 0003 仅提供具有可以应付甚至最费力的配置的组件的电源是可能的。 但是这样的配置 在实践中很少遇到。因此， 采用这样的解决方案在经济上是浪费的。 发明内容 0004 本发明部分地基于对存在保护电源以防过度的电流汲取 （current draw） 但不必 过度工程。
12、化放大器的需要的承认。 0005 在一个方面， 本发明以一种用于驱动扬声器的装置为特征。这样的装置包括放大 器单元， 每个放大器单元连接在第一功率轨道 （power rail） 和第二功率轨道之间。放大器 单元是用户可配置的， 以用于驱动选择的扬声器。 该装置还包括同步整流器电路， 用于在功 率轨道上提供电流以供所有放大器单元消耗。 该电流取决于用户定义的放大器单元相对于 扬声器的配置。该装置进一步包括控制系统， 用于实现同步整流器电路和放大器单元的模 型。该控制系统被配置为响应于有关放大器单元的电气输出的信息来控制音频输入信号， 从而限制从同步整流器电路汲取的电流。 0006 在一些实施例中。
13、， 控制系统包括具有两个反馈回路的反馈控制系统。第一反馈回 路与由同步整流器电路处理的电功率相关联， 第二反馈回路与控制同步整流器电路的温度 相关联。 0007 在一些实施例中， 模型包括热模型 （thermal model） ， 用于基于由整流器电路耗散 的估计来估计温度。在这些实施例中间是那样的实施例， 其中该模型进一步包括温度控制 器， 用于接收由热模型提供的估计的温度与最大允许温度之间的差， 并且由此估计最大功 率耗散 （power dissipation） 。 0008 附加的实施例是那样的实施例， 其中该模型包括整流器功率耗散模型， 其提供作 为放大器单元的电气输出的函数的由整流器。
14、电路耗散的总功率的估计。 在这些实施例中间 是第一组实施例， 其包括那些实施例， 其中功率耗散模型被配置为通过对由每个放大器单 元耗散的功率之和进行第一时间常数的滤波来生成第一电流， 以及通过对从每个放大器单 元输出的电流之和进行第二时间常数的滤波来生成第二电流， 该第二时间常数短于该第一 时间常数。在该第一组实施例内是第二组实施例， 其中功率耗散模型还被配置为通过对第 一电流和第二电流求和来确定第一轨道电流， 并且通过计算第一电流和第二电流之间的差 来确定第二轨道电流。在该第二组实施例内是第三组实施例， 其中功率耗散模型进一步被 配置为确定与第一轨道电流相关联的开关损耗 （switching。
15、 loss） 和导电损耗 （conductive 说 明 书 CN 103548260 A 4 2/7 页 5 loss） ， 并且还被配置为确定与第二轨道电流相关联的开关损耗和导电损耗。 在该第三组实 施例内是第四组实施例， 其中功率耗散模型被配置为输出与第一轨道电流相关联的开关损 耗和导电损耗之和以及与第二轨道电流相关联的开关损耗和导电损耗之和中较大的一个。 0009 在另一方面， 本发明以一种用于驱动扬声器的装置为特征。这样的装置包括放大 器单元， 每个放大器单元连接在正轨道和负轨道之间。 放大器单元是用户可配置的， 以用于 驱动选择的扬声器。该装置还包括同步整流器电路， 用于在正轨道上。
16、和在负轨道上提供电 流以供放大器单元消耗。该电流取决于用户定义的放大器单元相对于扬声器的配置。该装 置还包括整流器功率耗散模型， 其提供作为放大器单元的电气输出的函数的由整流器电路 耗散的总功率的估计 ； 热模型， 用于基于由整流器电路提供的估计来估计温度 ； 温度控制 器， 用于接收由热模型提供的估计的温度与最大允许温度之间的差， 并且由此估计最大允 许功率耗散 ； 功率耗散控制器， 用于接收最大允许功率耗散与由整流器电路耗散的总功率 的估计之间的差 ； 以及限制器， 用于接收来自功率耗散控制器的增益控制信号， 并且将增益 控制应用到音频信号以限制同步整流器电路的功率耗散。 0010 在一些。
17、实施例中， 整流器功率耗散模型被配置为通过对由每个放大器单元耗散的 功率之和进行慢速时间常数的滤波来生成慢速电流， 并且通过对从每个放大器单元输出的 电流之和进行快速时间常数的滤波来生成快速电流。在这些实施例当中是第一组实施例， 其中功率耗散模型进一步被配置为通过对慢速电流和快速电流求和来确定正轨道电流， 并 且通过计算慢速电流与快速电流之间的差来确定负轨道电流。 在该第一组中的实施例当中 是第二组实施例中的那些实施例， 其中功率耗散模型进一步被配置为确定与正轨道电流相 关联的开关损耗和导电损耗， 以及确定开关损耗和导电损耗。在该第二组实施例内是第三 组实施例， 其包括那些实施例， 其中功率耗。
18、散模型被配置为输出与第一轨道电流相关联的 开关损耗和导电损耗之和以及与第二轨道电流相关联的开关损耗和导电损耗之和中较大 的一个。 0011 在另一方面， 本发明以一种用于驱动扬声器的装置为特征。这样的装置包括多个 放大器单元， 每个放大器单元连接在第一功率轨道和第二轨道之间。这些放大器单元是用 户可配置的， 以用于驱动选择的扬声器。该装置进一步包括用于提供电流以供所有放大器 单元消耗的装置。该电流取决于用户定义的放大器单元相对于扬声器的配置。在该装置中 还包括用于响应于有关放大器单元的电气输出的信息来控制用于提供电流的装置以限制 由用于提供电流的装置提供的电流的装置。 0012 在该装置的实施。
19、例当中是那些实施例， 其中用于控制的装置包括用于响应于有关 电气输出的信息来控制输入音频信号的装置。 0013 根据下面的详细描述以及附图， 本发明的这些特征和其他特征将是显而易见的， 其中 ： 附图说明 0014 图 1 示出了被配置为驱动一组扬声器的放大器 ； 0015 图 2 示出了用于图 1 的放大器的电源 ； 0016 图 3 示出了用于图 2 的电源的四象限隔离转换器 ； 0017 图 4 示出了由图 1 的放大器单元汲取的正轨道和负轨道上的电流 ； 说 明 书 CN 103548260 A 5 3/7 页 6 0018 图 5 示出了在确定是否限制图 3 中所示的整流器的输出中的。
20、步骤 ； 0019 图 6 是用于控制图 3 中所示的整流器的输出的反馈控制系统的框图 ； 0020 图 7 是适合于合并到图 6 的反馈控制系统中的整流器功率耗散模型的图 ； 0021 图 8 示出了来自图 1 的、 驱动扬声器的放大器单元 ； 0022 图 9 是图 2 中所示的电源的动态模型 ； 以及 0023 图 10 是用于图 6 中使用的控制系统的热模型。 具体实施方式 0024 图 1 示出了具有多个半桥单元放大器单元 12 的放大器 10， 该放大器单元可以由 用户配置为以各种配置来驱动多个扬声器 14。特定示例示出了八个放大器单元 12， 每个放 大器单元以半桥配置来驱动相应。
21、的扬声器 14。在 2010 年 3 月 4 日提交的题为 “Versatile Audio Power Amplifier” 的美国申请 12/717， 198 中更详细地描述了这样的放大器 10， 该 申请的内容通过引用并入本文。 0025 放大器单元 12 由控制系统 16 控制， 该控制系统使用 A/D 转换器 18 将模拟输入转 换成数字输入， 或者直接接收数字输入。在任何一种情况下， 数字音频输入 19 最终被提供 给由微控制器 22 控制的数字信号处理器 （DSP） 20。DSP20 提供时分复用 （TDM） 命令到放大 器单元 12， 并且还从每个放大器单元 12 接收关于该单。
22、元 12 的电气输出 （即电压和电流） 的 信息。放大器单元 12 经由共享的正轨道 24 和共享的负轨道 26 来接收功率。 0026 参考图 2， 电源 28 将这些轨道 24、 26 中的每个保持在操作电压。在所示的实施例 中， 操作电压为 +80 伏特和 -80 伏特。特别是， 第一整流器晶体管 44A 和第三整流器晶体管 44C 处理正轨道 24 上的功率， 而第二整流器晶体管 44B 和第四整流器晶体管 44D 处理负轨 道 26 上的功率。 0027 电源 28 以功率因数校正模块 30 为特征， 该模块从 AC 输入消除了非正弦分量并且 输出跨电容器 32 的升压 DC 电压。。
23、该 DC 电压变成到四象限隔离转换器 34 的输入， 该隔离 转换器的细节在图 3 中更详细地示出。隔离转换器 34 保持跨正轨道 24 和负轨道 26 的电 压， 在图 3 中与它们各自的本征电容 25、 27 一起被示出。 0028 控制器36基于功率因数校正模块30的输入和输出的监测值来控制功率因数校正 模块 30 的操作。在示出的典型实施例中， 功率因数校正模块 30 接受在 90 与 264VAC 之间 的 AC 输入， 并且提供跨电容器 32 的 400V DC 信号。 0029 接着参考图3， 隔离转换器34以具有四个逆变器场效应晶体管 （FET） 40A-40D的输 入逆变器 。
24、38 为特征， 这些逆变器场效应晶体管以协调的方式接通和切断， 以将由功率因数 校正模块 30 提供的 DC 电压转换成 AC 电压。该 AC 电压耦合到输出整流器 42， 该输出整流 器具有跨变压器46的四个整流器晶体管44A-44D， 该变压器具有初级绕组47和两个次级绕 组 49A-49B。四个整流器晶体管 44A-44D 同样以协调的方式接通和切断， 以跨正轨道 24 和 负轨道 26 放置输出 DC 电压。特别是， 第一整流器晶体管 44A 和第三整流器晶体管 44C 处 理正轨道 24 上的功率， 而第二整流器晶体管 44B 和第四整流器晶体管 44D 处理负轨道 26 上的功率。。
25、 0030 出现在放大器单元 12 的某些配置中的难题将相当大的热应力强加在四个整流器 晶体管 44A-44D 上。例如， 在明智的配置中， 低频源将跨一对放大器单元 12 而被驱动， 该对 说 明 书 CN 103548260 A 6 4/7 页 7 放大器单元被连接为桥接负载 （BTL） 对。然而， 由于放大器 10 是可由用户自由配置的， 所 以原则上没有什么将阻止用户配置如图 1 中所示的放大器单元 12 并且长时间应用低音丰 富的信号， 足以使输出整流器 42 过热。 0031 图 4 图示了在一个示例中可能出现的难题。图 4 的垂直轴代表当驱动最坏情况负 载 （大约 2.7 欧姆）。
26、 时， 由放大器 10 汲取的、 作为输出放大器电压的函数的所有电流之和。 在输出放大器电压约 50 伏特的情况下， 80 伏特的正轨道 24 将提供大约 125 安培， 而与此 同时， 在负轨道 26 上下降大约另外 25 安培。因此， 输出整流器 42 将处理大约 12 千瓦的功 率。如果高频在音频信号谱中占优势， 则电流中的许多电流将由母线电容从输出整流器 42 向下游提供。然而， 如下面结合图 9 所讨论的， 如果低频在该谱中占优势， 则该电流中的许 多电流将穿过整流器晶体管44A-44D。 该电流能够使整流器晶体管44A-44D过热， 并且可能 使其损坏。 0032 用于解决该难题的。
27、一种方法是仅仅将整流器 42 设计为轻松应付较大电流。这可 以通过使用具有较高电流额定值的整流器晶体管 44A-44D、 较大的散热器、 风扇以及甚至液 体冷却系统来完成。 0033 另一方面， 图 1 中所示的配置本来就不被视为良好的实践。在这种情况下， 使用昂 贵和笨重的组件来适应该配置和其他不寻常的配置似乎是浪费的。 0034 用于解决前述难题的另一种方法是测量整流器电流并且提供用于限制该电流的 非常高的值的某种机制。然而， 整流器电流可以相当大， 达数百安培的量级。用于测量这样 的电流的电流传感器是大型的和昂贵的。 0035 用于解决以上难题的又一种方法是利用已经被提供给控制系统 16。
28、 的有关每个放 大器单元 12 处的电气输出的信息， 如图 1 中所示。给定适当的模型， 可以使用该信息来获 得由整流器 42 提供的电流的实时估计。 0036 如图 5 中所示， 被提供给控制系统 16 的单独的输出电压和电流测量值 48 用来计 算从输出整流器 42 汲取的电流 （步骤 50） 。基于该估计， 做出有关由输出整流器 42 耗散的 功率的预测 （步骤 52） 。结合整流器的特性及其关联的功率消耗系统的那些特性的模型， 该 预测然后被用来预测整流器的操作温度 （步骤54） 。 使用整流器的功率耗散的预测及其操作 温度的预测， 做出有关是否控制或限制音频输入信号 19 以限制从输。
29、出整流器 42 汲取的电 流的决定 （步骤 56） 。该决定然后根据需要被提供到限制器 58。 0037 图 6 示出了由控制系统 16 实现的用于调节输出整流器 42 的温度的嵌套的反馈回 路。该反馈回路输出音频增益衰减因数 60 以同时应用于所有放大器单元 12。该音频增益 衰减因数 60 基于由输出整流器 42 耗散的功率 62 以及基于预测的整流器晶体管 44A-44D 的管芯 （die） 温度 64 来计算。 0038 在图示的反馈回路中， 来自每个放大器单元 12 的电压和电流的测量值 48 被提供 给整流器功率耗散模型 66。基于这些测量值， 整流器功率耗散模型 66 确定正在被。
30、整流器 晶体管 44A-44D 处理的总电功率， 并且估计在处理该电功率的过程期间正在由整流器晶体 管 44A-44D 耗散的热功率 Pd。该估计被提供给热模型 68， 该热模型估计每个整流器晶体管 44A-44D 处的结温。这些温度中的最高温度 Tj是热模型 68 的输出。该输出被提供给第一 求和节点 69， 该节点将其与最大温度 Tmax进行比较。两者之间的差 Te被提供到温度控制器 70， 该温度控制器基于该差来计算应该由整流器 42 耗散的最大功率 Pmax。 说 明 书 CN 103548260 A 7 5/7 页 8 0039 热模型 68、 第一求和节点 69 以及温度控制器 7。
31、0 从而形成外回路。该外回路确保 整流器晶体管 44A-44D 内的最高结温 Tj的估计决不超过指定的上限 Tmax。 0040 从整流器功率耗散模型 66 耗散的功率的估计 62 还被提供到第二求和节点 72， 其 中该估计与如由外回路所计算的最大允许功率耗散相比较。 两者之间的差为功率耗散控制 器 74 提供用于选择增益衰减因数 60 以适用于所有放大器单元 12 的基础。该增益衰减因 数 60 的范围从 0 到 1。当正在被耗散的功率小于最大允许功率耗散时， 该因数呈现 1 的值。 0041 第二求和节点 72 和功率耗散控制器 74 从而定义内回路。该内回路并不直接控制 温度。它只是确。
32、保整流器 42 总是耗散小于允许的最大值的功率量。与此同时， 该最大值来 自外回路。 0042 各种各样的方法可以用来实现图 6 中所示的整流器功率耗散模型 66。然而， 在图 7 中所示的至少一个实施例中， 单独的电压和电流测量值 48 被组合以生成 “慢速” 电流和 “快速” 电流。慢速电流和快速电流之和是正轨道 24 上由整流器 42 提供的总电流 ； 慢速分 量和快速分量之间的差是负轨道 26 上由整流器 42 提供的总电流。 0043 术语 “慢速” 和 “快速” 起因于图 3 中所示的四象限隔离转换器 34 内能量传递的 动态。特别是， 快速时间常数起因于在正轨道 24 和负轨道 。
33、26 之间传递的能量， 而慢速时间 常数起因于从初级绕组 47 到次级绕组 49A、 49B 的跨变压器 46 传递的能量。正如下面讨论 到的以及图 7 中所示出的， 慢速时间常数用来导出慢速电流， 而快速时间常数用来导出快 速电流。 0044 慢速电流与放大器的总功率输出成比例。该慢速电流使得从整流器 42 汲取实际 功率 （real power） 。快速电流对应于所有放大器单元 12 的总电流输出。该快速电流通过 整流器42循环并且使整流器晶体管44A-44D和变压器46发热， 但总体上未使电源28发热。 当以全桥配置而不是半桥配置驱动扬声器 14 时， 被降低的正是该电流， 并且主要由于。
34、该原 因， 当扬声器 14 被全桥放大器驱动时， 整流器的发热往往较低。 0045 现在参考图 7， 整流器功率耗散模型 66 包括乘法器 76 （每个放大器单元 12 一个） ， 用于将来自每个放大器单元 12 的电压和电流相乘以获得该单元的功率输出。在第一求和 器 78 处将来自每个放大器单元 12 的作为结果的单独功率加在一起， 来生成总功率。与此 同时， 在第二求和器 80 处将每个放大器单元 12 处的单独电流加在一起， 来生成总电流。 0046 总功率和总电流各自通过不同的时间常数进行加权。特别是， 总功率通过慢速时 间常数 82 进行加权， 而总电流通过快速时间常数 84 进行加。
35、权。在典型的实施例中， 慢速时 间常数大约是 5.8ms， 而快速时间常数大约是 0.8ms。以下提供有关这些时间常数源于何处 的细节。 0047 第一比例缩放模块86和第二比例缩放模块88然后对加权的总功率和总电流进行 比例缩放， 以分别产生慢速电流和快速电流。第一比例缩放模块 86 通过负轨道和正轨道之 间的电压差 2B 的倒数来对其输入进行比例缩放， 以将功率转换回电流。 0048 第一求和器 90 然后组合慢速电流和快速电流， 以确定正轨道 24 上的电流 Ipos。与 此同时， 第二求和器92求慢速电流和快速电流之间的差值， 以确定负轨道26上的电流INEG。 0049 第一时间常数。
36、和第二时间常数可以源于图 9 的考虑， 其对图 3 中所示的四象限隔 离转换器 34 的动态进行建模。在图 9 中， 电流 IB1 代表由所有放大器单元 12 从正轨道 24 汲取的电流之和， 而电流 IB2 代表由所有放大器单元 12 从负轨道 26 汲取的电流之和。电 说 明 书 CN 103548260 A 8 6/7 页 9 容 C1 和 C2 代表轨道 24、 26 上的总的母线滤波器电容。电阻 R1、 R2 和 R3 代表由变压器 46 的电阻和漏电感以及隔离转换器34中的晶体管的电阻强加的有效耦合阻抗。 实电阻 （real resistance） 与变压器的漏电感结合， 其在 3。
37、50kHz 的典型工作频率处看起来像无损耗电阻 器 （即， 其中电压与电流成比例但不耗散功率的组件） 。这些阻抗和电容一起作用来产生具 有慢速时间常数和快速时间常数的系统。 0050 由于轨道 24、 26 与地之间的大旁路电容器 C1 和 C2， 并且由于与变压器 46 相关联 的有效耦合阻抗 R1、 R2 和 R3， 所以由整流器晶体管 44A-44D 提供的轨道电流 Ipos和 Ineg是 实际在轨道 24、 26 上的电流 （即 IB1 和 IB2） 的经滤波的版本。在低频处， Ipos和 Ineg几乎与 IB1 和 IB2 相同。这意味着大部分的电流将从整流器晶体管 44A-44D 。
38、提供。在高频处， 大部 分的电流将从本征轨道电容 C1 和 C2 提供。正是部分地因为该原因， 持续的低频音频信号 对于整流器晶体管 44A-44D 造成困难。 0051 快速时间常数来自图 9 中的回路， 该回路包括轨道电容 C1 和 C2 以及耦合两轨道 的阻抗 R1 和 R2。假设 0.05 欧姆的总电阻和 0.0167 法拉的电容， 则时间常数是 （R1+R2） * （C1*C2/（C1+C2） ） ， 或者 0.8ms。慢速时间常数来自图 9 中的回路， 该回路还包括 R3， 阻抗 将次级绕组 49A、 49B 耦合到初级绕组 47。该时间常数是 （R1*R2/（R1+R2） +R3。
39、） *（C1+C2） ， 对于 R3=0.075 欧姆， 其产生 5.8ms 的时间常数。这些时间常数足够长， 以使得大约 1kHz 以 上的频率分量对峰值电流贡献非常少， 从而减少计算需要被执行的速率。 0052 再次参考图 7， 两个功率损耗模型 94、 96 将整流器晶体管 44A-44D 中耗散的功率 建模为导电损耗与开关损耗之和。导电损耗被建模为电流幅度的平方与第一常数 C1 的乘 积。 开关损耗被建模为第二常数C2与电流幅度的乘积。 第一常数取决于整流器晶体管44A、 44B、 44C、 44D 的漏源电阻 Rds(on)， 并且针对占空比 （通常是大约 40% 导通和 60% 断。
40、开） 进行校 正。第二常数取决于开关频率、 轨道电压和开关时间， 开关时间通常从测量值来获得。与正 轨道 24 相关联的第一整流器晶体管 44A 和第三整流器晶体管 44C 的导电损耗和开关损耗， 以及与负轨道 26 相关联的第二整流器晶体管 44B 和第四整流器晶体管 44D 的相似损耗在 相应的第三求和器 98 和第四求和器 100 处进行组合。由正轨道 24 上的晶体管耗散的功率 以及由负轨道 26 上的晶体管耗散的功率然后在比较器 102 处进行比较。两者中较大的一 个变为图 6 中所示的整流器耗散模型 66 的输出。 0053 整流器功率耗散模型 66 的总传递函数是明显非线性的函数。
41、。非线性具有影响信 号振幅的乘法分量以及通过大于等于 2 的因数上移频率的绝对值分量。第一分量能够通过 在不同操作点处的小信号建模来进行处理， 但是第二分量不能。 0054 用于确定总传递函数的一种方法是假设频率非线性仅相当于频率的加倍， 并且继 续使用用于不同操作点的受制于该假设的小信号模型。 这将在每个操作点处提供相应的传 递函数。如果动态响应在 6-12dB 的频率范围内变化不明显， 则这样的模型然后可以被用作 保守控制器设计的合理起点， 其然后可以在与完全非线性模型的模拟中被进一步调整。 0055 回顾图 6， 最终依赖于功率耗散模型 66 的输出的功率耗散控制器 74 通常是比 例 。
42、- 积分控制器。为确保它还用于较低操作点， 功率耗散控制器 74 被设计用于前述操作点 的最高点。功率耗散控制器整流器 74 然后可以在全尺寸非线性模拟中为了最佳性能 （即， 在低频处较高的带宽和较高的开环增益） 而被进一步调整。产生的控制器 74 可以被期望实 现超过 100Hz 的 3dB 带宽。 说 明 书 CN 103548260 A 9 7/7 页 10 0056 热模型 68 可以被建模为如图 10 中所示的等效电路。在图 10 中所示的热模型 68 中， 功率对应于电流， 而电压对应于温度。电容 CFET和电感 THETAFET-HS是整流器晶体管 44A-44D 中的结点与其相。
43、应的散热器之间的热阻抗的一阶近似。从晶体管的设备数据表获 得该热阻抗。 0057 回顾图 6， 为简单起见， 温度控制器 70 可以是比例控制器， 因为最高温度 Tmax是固 定的， 并且可以被设置为导致由有限的低频增益引起的 DC 误差。温度控制器 70 从而可以 为了 2-3Hz 的窄带宽而被调整。 0058 已经描述了本发明及其优选实施例， 作为新东西要求保护的以及由专利证书保护 的是 ： 说 明 书 CN 103548260 A 10 1/9 页 11 图 1 说 明 书 附 图 CN 103548260 A 11 2/9 页 12 图 2 说 明 书 附 图 CN 103548260 A 12 3/9 页 13 图 3 说 明 书 附 图 CN 103548260 A 13 4/9 页 14 图 4 说 明 书 附 图 CN 103548260 A 14 5/9 页 15 图 5 说 明 书 附 图 CN 103548260 A 15 6/9 页 16 图 6 说 明 书 附 图 CN 103548260 A 16 7/9 页 17 图 7 说 明 书 附 图 CN 103548260 A 17 8/9 页 18 图 8 说 明 书 附 图 CN 103548260 A 18 9/9 页 19 图 9 图 10 说 明 书 附 图 CN 103548260 A 19 。