具有负载补偿的电压调节器背景技术
电压调节器用于提供电压源以用于操作模拟电路。这些电压源可包含供应电压
(例如，VDD)及参考电压(例如，VREF)。接收所述电压源的负载电路可在操作期间经历阻抗
改变，使得对应负载电流可为操作相依的。举例来说，数/模转换(DAC)电路通常包含具有取
决于数字代码的可变电阻的电阻器网络。DAC电路操作以通过在参考电压下操纵电阻器网
络而将数字代码转换为模拟信号。当可变电阻根据数字代码改变时，电阻器网络可将不同
量的负载电流汲取到接地源。在其中接地源包含寄生元件的可能情景中，改变的负载电流
将致使接地电压波动。波动的接地电压直接影响参考电压的稳定性。因此，DAC电路的性能
及可靠性可变为代码相依的。
为减轻DAC电路的代码相依性，在过去已进行连同电压调节器一起使用接地缓冲
器的尝试。接地缓冲器操作以借助于反馈控制机构使电阻器网络的接地电压稳定。然而，接
地缓冲器通常增加设计复杂性、电力消耗及整个电路的大小。因此，接地缓冲器的部署在具
有严格设计约束的系统中变得不可行。因此，需要一种可在不引发接地缓冲器的设计成本
的情况下提供相对稳定电压源的电压调节器。
发明内容
在所描述实例中，一种电压调节系统在不引入接地缓冲器的典型成本的情况下提
供相对稳定电压源。所述所揭示电压调节系统包含电压调节器，所述电压调节器操作以检
测负载电流的改变且响应于所述所检测负载电流改变而调节电流旁路机构。所述电流旁路
机构动态地补偿所述负载电流改变，借此使总接地电流稳定。因此，可变负载的接地电压在
负载电流范围内变得相对稳定。
在一个实例中，本发明描述一种用于跨越可变负载供应参考电压的参考电压调节
(RVR)电路。所述RVR电路包含：第一输出节点、第二输出节点、电流补偿电路及电流传感器。
所述第一输出节点经配置以将输出电流递送到所述可变负载。所述第二输出节点经配置以
从所述可变负载收集所述输出电流。所述电流补偿电路耦合于所述第一输出节点与所述第
二输出节点之间。所述电流补偿器电路具有控制端子，所述控制端子经配置以接收电流补
偿信号，从而经由所述电流补偿器电路而跨越所述第一输出节点及所述第二输出节点调整
补偿电流。所述电流传感器与所述第一输出节点及所述第二输出节点耦合以感测所述输出
电流的改变。由于所述感测，所述电流传感器经配置以基于所述输出电流的所述所感测改
变而产生所述电流补偿信号。
在另一实例中，本发明描述一种用于跨越可变负载供应参考电压的参考电压调节
(RVR)电路。所述RVR电路包含：第一输出节点、第二输出节点、电流补偿电路以及具有供应
电流路径及监测电流路径的电流传感器。所述第一输出节点经配置以将输出电流递送到所
述可变负载。所述第二输出节点经配置以从所述可变负载收集所述输出电流。所述电流补
偿电路耦合于所述第一输出节点与所述第二输出节点之间。所述电流补偿器电路具有控制
端子，所述控制端子经配置以接收电流补偿信号，从而经由所述电流补偿器电路而跨越所
述第一输出节点及所述第二输出节点调整补偿电流。所述供应电流路径具有供应输出节
点，所述供应输出节点与所述第一输出节点耦合以递送维持所述输出电流及所述补偿电流
的供应电流。所述监测电流路径经配置以响应于所述输出电流的所述所感测改变而递送监
测电流。此外，所述监测电流路径具有用以基于所述监测电流而递送所述电流补偿信号的
监测输出节点。
在又一实例中，本发明描述一种用于跨越可变负载供应参考电压的参考电压调节
(RVR)电路。所述RVR电路包含：第一输出节点、第二输出节点、电流补偿电路以及具有第一
感测级及第二感测级的电流传感器。所述第一输出节点经配置以将输出电流递送到所述可
变负载。所述第二输出节点经配置以从所述可变负载收集所述输出电流。所述电流补偿电
路耦合于所述第一输出节点与所述第二输出节点之间。所述电流补偿器电路具有控制端
子，所述控制端子经配置以接收电流补偿信号，从而经由所述电流补偿器电路而跨越所述
第一输出节点及所述第二输出节点调整补偿电流。所述第一感测级与所述第一输出节点耦
合以感测所述输出电流的所述改变。所述第一感测级经配置以产生积极响应于所述输出电
流的所述所感测改变的电流感测信号。所述第二感测级与所述第一感测级耦合以接收所述
电流感测信号。所述第二感测级经配置以基于所述电流感测信号与预定设定电压之间的比
较而产生所述电流补偿信号。
在再一实例中，本发明描述一种数/模转换(DAC)系统，所述DAC系统包含可变电阻
网络、电流补偿电路及电流传感器。所述可变电阻网络具有高参考节点及低参考节点。所述
可变电阻网络经配置以将负载电流从所述高参考节点传导到所述低参考节点，使得所述负
载电流可基于数字代码而调整。所述电流补偿电路耦合于所述高参考节点与所述低参考节
点之间。所述电流补偿器电路具有控制端子，所述控制端子经配置以接收电流补偿信号，从
而调整绕过所述可变电阻网络的补偿电流。所述电流传感器与所述高参考节点及所述低参
考节点耦合以感测所述负载电流的改变。由于所述感测，所述电流传感器经配置以基于所
述负载电流的所述所感测改变而产生所述电流补偿信号。
附图说明
图1展示根据本发明的方面的实例性电压调节系统的示意图。
图2展示根据本发明的方面的实例性电压调节电路的示意图。
图3展示根据本发明的另一方面的实例性电压调节电路的示意图。
图4展示根据本发明的方面的具有两个感测级的实例性电压调节系统的示意图。
图5展示根据本发明的方面的实例性数/模转换(DAC)电路的示意图。
具体实施方式
各图未按比例绘制。
图1展示根据本发明的方面的实例性电压调节系统100的示意图。电压调节系统
100包含电压调节电路120及可变负载电路110。在操作中，电压调节电路120跨越可变负载
电路110提供相对稳定电压源。电压源可包含供应电压(例如，VDD)及/或参考电压(例如，
VREF)。电压调节电路120包含用以动态地调整绕过可变负载电路110的补偿电流133的电流
旁路控制机构。当可变负载电路110的阻抗改变时，负载电流113波动。补偿电流133通常补
偿负载电流113的波动，借此使接地电流114稳定。接地电流114的稳定化还帮助使跨越可变
负载电路110的电压稳定。
电压调节电路120包含输入节点124、第一输出节点121及第二输出节点123。在电
压调节电路120调节供应电压的情况下，输入节点124经配置以接收供应电压以用于调节。
替代地，在电压调节电路120调节参考电压的情况下，输入节点124经配置以接收参考电压
(VREF)以用于调节。电压调节电路120监测并调整其在第一输出节点121及第二输出节点123
处的输出以跨越所述输出节点维持对应于在输入节点124处接收的电压的电位差。举例来
说，输入节点124可相对于接地电压接收参考电压(VREF)。输入参考电压(VREF)可由参考电压
产生器(例如，分压器电路)产生。
电压调节电路120监测可变负载电路110的负载电流113且相应地调整补偿电流
133以维持跨越第一输出节点121及第二输出节点123的相对恒定电位差。因此，以高参考电
压(VREFH)调节第一输出节点121而以低参考电压(VREFL)调节第二输出节点123。高参考电压
(VREFH)与低参考电压(VREFL)之间的差对应于输入参考电压(VREF)。
更具体来说，第一输出节点121耦合到可变负载电路110的高参考节点111，而第二
输出节点123耦合到可变负载电路110的低参考节点112。在此配置中，第一输出节点121将
输出电流122递送到可变负载电路110，而第二输出节点123从可变负载电路110收集所递送
输出电流(即，负载电流)113。可变负载电路110可具有根据可变负载电路110的一或多个操
作变化的输出阻抗。由于电压调节电路120维持跨越高参考节点111及低参考节点112的相
对稳定电位，因此改变的输出阻抗可引入跨越可变负载电路110的输出电流122的改变。在
一个实例中，可变负载电路110可为包含可变电阻网络的数/模转换(DAC)电路，所述可变电
阻网络经配置以基于其负载阻抗传导负载电流113。由于负载阻抗根据数字输入代码改变，
因此负载电流113相依于数字输入代码。
为用作电压调节构件，电压调节电路120包含电流补偿电路130及电流传感器140。
电流补偿电路130用作用于动态地调整绕过可变负载电路110的补偿电流133的旁路构件。
电流传感器140用作用于跟踪负载电流113且控制电流补偿电路130以补偿负载电流113的
改变的反馈构件。连同彼此一起工作，电流补偿电路130及电流传感器140将供应电流174及
接地电流114维持处于相对恒定电平。
电流补偿电路130耦合于第一输出节点121与第二输出节点123之间。电流补偿电
路130包含经配置以从电流传感器140接收电流补偿信号132的控制端子131。电流补偿信号
132指导电流补偿电路130调整补偿电流133。补偿电流133跨越第一输出节点121及第二输
出节点123传导以绕过可变负载电路110。通过调整补偿电流133，电流补偿电路130帮助在
负载电流113范围内维持相对恒定接地电流114。反过来，相对恒定接地电流114在接地寄生
电阻器115上方维持相对恒定接地电压。相对恒定接地电压使跨越可变负载电路110的高参
考节点111及低参考节点112的电位差稳定。
电流传感器140与第一输出节点121及第二输出节点122耦合以感测输出电流122
的改变，所述改变由负载电流113的改变(其归因于可变负载电路110的负载阻抗的改变)诱
发。电流传感器140经配置以基于输出电流122的所感测改变而产生电流补偿信号132。通
常，电流传感器140经配置以调整电流补偿信号132以使供应电流174稳定，所述供应电流被
分配为补偿电流133及第一输出节点121处的输出电流122。补偿电流133及输出电流122在
第二输出节点123处重新会合以形成接地电流114。通过使供应电流174稳定，电流传感器
140还使跨越接地寄生电阻器115的接地电流114及接地电压稳定。举例来说，电流传感器
140经配置以在感测到输出电流122的减小后即刻调整电流补偿信号132以增加补偿电流
133。替代地，电流传感器140经配置以在感测到输出电流122的递增后即刻调整电流补偿信
号132以减小补偿电流133。
在一个配置中，电流传感器140包含VREF比较电路150、监测电流路径160及供应电
流路径170。VREF比较电路150用作用于跟踪第一输出节点121处的电压的改变的跟踪构件。
电压的此改变指示归因于可变负载电路110的输出阻抗的改变的输出电流122的瞬态改变。
VREF比较电路150包含第一输入152、第二输入154、第一输出156及第二输出158。第一输入
152经由反馈路径125与第一输出节点121耦合。为此，第一输入152可与第一输出节点121共
享DC电压。第二输入154耦合到电压调节电路120的输入节点124以用于接收输入参考电压
(VREF)。
通常，VREF比较电路150经配置以通过将第一输出节点121处的高参考电压(VREFH)
与由电压调节电路120的输入节点124接收的输入参考电压(VREF)进行比较而跟踪所述高参
考电压(VREFH)。基于此比较，VREF比较电路150产生第一反馈控制信号141及第二反馈接地
信号142。第一反馈信号141由第一输出156输出，且所述第一反馈信号接着被馈送到监测电
流路径160及供应电流路径170。第二反馈信号142任选地在第二输出158处递送，且所述第
二反馈信号可连同第一反馈控制信号141一起被馈送到供应电流路径170。当VREF比较电路
150在其操作范围内操作时，第一反馈信号141及第二反馈信号142可和输入参考电压(VREF)
与高参考电压(VREFH)之间的差具有基本上线性关系。
监测电流路径160与VREF比较电路150耦合以接收第一反馈控制信号141。在一个
实例中，监测电流路径160包含用以从VREF比较电路150的第一输出156接收第一反馈控制
信号141的监测输入节点161。响应于第一反馈控制信号141，监测电流路径160产生并递送
监测电流165。由于第一反馈控制信号141表示输出电流122的所感测改变，因此监测电流
165也响应于输出电流122的所感测改变。监测电流165驱动电流补偿信号132，使得电流补
偿信号132也响应于输出电流122的所感测改变。监测电流路径160包含用于递送电流补偿
信号132的监测输出节点162。
供应电流路径170与VREF比较电路150耦合以接收第一反馈控制信号141及任选地
第二反馈控制信号142。在一个实例中，供应电流路径170包含与第一输出156耦合以接收第
一反馈控制信号141的第一供应输入节点171及与第二输出158耦合以接收第二反馈控制信
号142的第二供应输入节点172。响应于第一反馈控制信号141及任选地第二反馈控制信号
142，供应电流路径170递送供应电流174以维持输出电流122及补偿电流133。虽然供应电流
路径170针对DC操作维持相对稳定供应电流174，但供应电流路径170还可由第一反馈控制
信号141及第二反馈控制信号142调整以提供对输出电流122的改变的瞬态响应。在电流补
偿电路130响应于改变的输出电流122的同时，供应电流174中的瞬态响应用以在第一输出
节点121处维持高参考电压(VREFH)。
图2展示根据本发明的方面的实例性电压调节电路120的示意图。如图2中所展示
的电压调节电路120提供如图1中所展示的电压调节电路120的特定实施方案。尽管图2中的
电路进一步详述图1中的电压调节电路120的结构及操作，但其并不限制或约束图1的描述。
VREF比较电路150包含放大器251及输出级255。放大器251具有负输入152及正输
入154。负输入152与第一输出节点121耦合以经由反馈路径125接收高参考电压(VREFH)，而
正输入154与输入节点124耦合以接收输入参考电压(VREF)。在实例性配置中，放大器251检
测输入参考电压(VREF)与高参考电压(VREFH)之间的差且根据基本上线性函数(举例来说：Vo
＝Ao(Vplus-Vminus)，其中Vo是输出节点254处的放大输出且Ao是线性函数的增益)放大所检
测差。在一个实施方案中，放大器251可包含一或多个差分放大器。在另一实施方案中，放大
器251可包含一或多个运算放大器。在又一实施方案中，放大器251可包含适合于执行如上
文所描述的功能的其它类型的放大电路。
取决于监测电流路径160及供应电流路径170的配置，VREF比较电路150可包含输
出级255。在放大器251为运算放大器的情况下，输出级255可为具有AB类偏置的运算输出
级。输出级255经配置以处理从输出节点254接收的放大输出且产生第一反馈控制信号141
及第二反馈控制信号142。在产生时，第一反馈控制信号141及第二反馈控制信号142经调整
为与输出电流122的改变成比例且用于在第一输出节点121处维持相对稳定高参考电压
(VREFH)的功能。
供应电流路径170包含p沟道晶体管271及n沟道晶体管276。p沟道晶体管271包含
源极节点272、栅极节点273及漏极节点274。源极节点272耦合到内部电压供应源201，例如
VDD或VCC。栅极节点273耦合到第一供应输入节点171以接收第一反馈控制信号141。基于内
部电压供应源201与第一反馈控制信号141的电压之间的差，p沟道晶体管271确立栅极到源
极电压VGS，所述栅极到源极电压VGS又控制p沟道晶体管271所传导的供应电流174的量。由
于第一反馈控制信号141响应于输出电流122的改变，因此供应电流174的调整也响应于输
出电流122的改变。p沟道晶体管271将供应电流174从其源极节点272传导到其漏极节点
274，所述漏极节点耦合到供应输出节点173以用于递送供应电流174。因此，p沟道晶体管
271是供应电流反馈环路的一部分，供应电流174在所述供应电流反馈环路内由VREF比较电
路150及供应电流路径170监测及调节。在一个实施方案中，p沟道晶体管271可包含一或多
个PMOS晶体管。替代地，p沟道晶体管271可包含适合于执行如上文所描述的功能的其它类
型的晶体管。
n沟道晶体管276用作偏置组件，所述偏置组件用以跨越p沟道晶体管271维持特定
电压，使得p沟道晶体管271可具有用以驱动供应电流174的适当量的漏极到源极电压VDS_1。
通过传导源极电流(或静态电流)，n沟道晶体管276确立跨越其漏极节点277及其源极节点
279的其自身的漏极到源极电压VDS_2。此漏极到源极电压VDS_2有助于高参考电压(VREFH)的稳
定性，这是因为漏极节点277耦合到第一输出节点121。n沟道晶体管276包含耦合到第二供
应输入节点172以接收第二反馈控制信号142的栅极节点278。使用第二反馈控制信号142，
VREF比较电路150控制由n沟道晶体管276传导的源极电流的量。通过调整栅极节点278处的
栅极电压，VREF比较电路150还调节漏极节点277处的漏极电压，此又帮助维持相对恒定高
参考电压(VREFH)。因此，n沟道晶体管276是高参考电压(VREFH)反馈环路的一部分，高参考电
压(VREFH)在所述高参考电压(VREFH)反馈环路内由VREF比较电路150及供应电流路径170监测
及调节。在一个实施方案中，n沟道晶体管276可包含一或多个NMOS晶体管。替代地，n沟道晶
体管276可包含适合于执行如上文所描述的功能的其它类型的晶体管。
监测电流路径160包含p沟道晶体管261、设定电阻器266及设定电压(VSET)比较电
路267。p沟道晶体管261包含源极节点262、栅极节点263及漏极节点264。源极节点262耦合
到内部电压供应源201。栅极节点263耦合到第一供应输入节点161以接收第一反馈控制信
号141。基于内部电压供应源201与第一反馈控制信号141的电压之间的差，p沟道晶体管261
确立栅极到源极电压(VGS)，所述栅极到源极电压(VGS)又控制p沟道晶体管261所传导的监
测电流165的量。
由于第一反馈控制信号141响应于输出电流122的改变，因此监测电流165的调整
也响应于输出电流122的改变。此外，p沟道晶体管261及p沟道晶体管271布置成镜配置，使
得两个晶体管以基本上相同量的栅极到源极电压(VGS)偏置。在p沟道晶体管261及p沟道晶
体管271具有类似电子迁移率的配置中，监测电流165与供应电流174成比例且因此保持跟
踪所述供应电流。因此，监测电流165对供应电流174的改变(其可部分地归因于输出电流
122的改变)为敏感的且响应于所述供应电流的改变。在一个实施方案中，p沟道晶体管261
可包含一或多个PMOS晶体管。替代地，p沟道晶体管261可包含适合于执行如上文所描述的
功能的其它类型的晶体管。
监测电流165通常小于供应电流174，这是因为监测电流165不用于供应负载电流
113。因此，p沟道晶体管261的大小通常小于p沟道晶体管271的大小。p沟道晶体管261将监
测电流165从其源极节点262传导到其漏极节点264，所述漏极节点耦合到设定节点265。设
定电阻器266耦合到设定节点265以接收监测电流165。通过传导监测电流165，设定电阻器
266在设定节点165处确立监测设定电压(VSETM)。由于监测设定电压(VSETM)是监测电流165的
函数，因此监测设定电压(VSETM)对供应电流174(其可部分地归因于输出电流122的改变)为
敏感的且响应于所述供应电流。
VSET比较电路267经配置以将监测设定电压(VSETM)与预定设定电压(VSETP)进行比
较以产生电流补偿信号132。VSET比较电路267用作用于跟踪监测电流165的改变(其指示供
应电流174以及输出电流122的改变)的跟踪构件。VSET比较电路267包含第一输入268(其可
为负输入)、第二输入269(其可为正输入)及比较输出260。第一输入268耦合到设定节点265
以接收监测设定电压(VSETM)，而第二输入269耦合到电压源以接收预定设定电压(VSETP)。
VSET比较电路267经由比较输出260将电流补偿信号132递送到监测输出节点162。当VSET比
较电路267在其操作范围内操作时，电流补偿信号132可和预定设定电压(VSETP)与监测设定
电压(VSETM)之间的差具有基本上线性关系。
如同VREF比较电路150，VSET比较电路267可包含用以执行如上文所描述的功能的
放大电路。在一个实例中，比较电路267可包含差分放大器。在另一实例中，比较电路267可
包含具有输出级的运算放大器，所述输出级具有AB类偏置。不管由VSET比较电路267部署的
放大电路的类型如何，VSET比较电路267均经配置以检测预定设定电压(VSETP)与监测设定
电压(VSETM)之间的差且根据基本上线性函数放大所检测差。所检测差可用作所检测负载电
流113的量值低于负载电流113的最大值(或峰值)的指示符。
因此，预定设定电压(VSETP)可为基于设定电阻器266的函数及输出电流122的所估
计最大值(其对应于负载电流113的最大值)而配置的。预定设定电压(VSETP)的目的是为监
测电流路径160提供比较阈值，使得监测电流路径160可响应于输出电流122的改变而调整
电流补偿信号132。在一个实例中，可根据以下方程式1配置预定设定电压(VSETP)。
VSETP＝IMON*RSET 方程式(1)
监测电流(IMON)165是供应电流(ISUPP)174的函数。当可变负载电路110具有最小阻
抗量时，供应电流174的最大值ISUPP(Max)对应于负载电流113的最大值(或峰值)。这两个电流
165及174的量值依据其相应晶体管大小而相关。在其中p沟道晶体管261具有沟道宽度WP1且
p沟道晶体管271具有沟道宽度WP2的配置中，预定设定电压(VSETP)可由以下方程式2表达。
同时，递送到第一输出节点121的供应电流174及递送到n沟道晶体管276的静态电
流(IN)来自由p沟道晶体管271传导的电流(IP2)。因此，预定设定电压(VSETP)还可由以下方
程式3表达。
由p沟道晶体管271传导的最大电流(IP2(Max))由负载电流113的最大值(或峰值)驱
动且因此响应于所述负载电流的最大值(或峰值)。因此，p沟道晶体管261、设定电阻器266
及比较电路267是跟踪可变负载电路110的电流消耗的电流监测反馈环路的一部分。此电流
监测反馈环路还帮助调整绕过可变负载电路110的补偿电流133的量以维持相对稳定接地
电流114，此又帮助在第二输出节点123处维持相对稳定低参考电压(VREFL)。
电流补偿电路130可由电流补偿信号132配置以用于调整补偿电流133。因此，电流
补偿电路130可包含响应于由电流补偿信号132指示的调整的一或多个电流开关。在一个实
例中，电流补偿电路130可包含n沟道晶体管230。n沟道晶体管230包含耦合到第一输出节点
121的漏极节点231、经由控制端子131耦合到监测输出节点162的栅极节点232及耦合到第
二输出节点123的源极节点233。
栅极节点232接收电流补偿信号132以确立跨越栅极节点232及源极节点233的栅
极到源极电压(VGS)。VGS的量值控制从漏极节点231传导到源极节点233的补偿电流133的
量。在其中n沟道晶体管230部署为电流开关的配置中，补偿电流133的调整与正VGS成正比。
在其中p沟道晶体管部署为电流开关(例如，监测电流路径160包含在n沟道晶体管上方的设
定电流源且VSET比较电路267的输入切换极性)的替代配置中，补偿电流133的调整与负VGS
成正比。
为进一步图解说明如图2中所展示的电压调节电路120的操作，本发明提供两个实
例性情景。在第一情景中，可变负载电路110的阻抗减小，借此致使负载电流113增加。经增
加负载电流113又致使低参考电压(VREFL)在第二输出节点123处增加，而经减小负载阻抗致
使高参考电压(VREFH)在第一输出节点121处下降。VREF比较电路150(例如，放大器251及输
出级255)通过将反馈路径125的电压与输入参考电压(VREF)进行比较而感测高参考电压
(VREFH)下降。
作为响应，VREF比较电路150调整第一反馈控制信号141及第二反馈控制信号142
以增加由供应电流路径170传导的供应电流174。更具体来说，减小第一反馈控制信号141以
增加p沟道晶体管271的VGS，且减小第二反馈控制信号142以减小n沟道晶体管276的VGS。因
此，由于n沟道晶体管276占用较少电流，因而递送较多供应电流174。紧接在电流补偿信号
132变为响应于负载电流113的改变之前，经增加供应电流174允许较多输出电流122被分配
到可变负载电路110，而补偿电流133在所述时间点保持不改变。此经增加负载电流113将高
参考电压(VREFH)增加到高于可变负载电路110的经减小阻抗，借此使第一输出节点121处的
电压电平稳定。
第一反馈控制信号141的减小还增加监测电流路径160的p沟道晶体管261的VGS。因
此，p沟道晶体管261增加通过设定电阻器266的监测电流165的量，借此致使监测设定电压
(VSETM)上升。VSET比较电路267通过将监测设定电压(VSETM)与预定设定电压(VSETP)进行比较
而感测监测设定电压(VSETM)增加。作为响应，VSET比较电路267调整电流补偿信号132以减
小由电流补偿电路130传导的补偿电流133的量以补偿经增加负载电流133。
在其中n沟道晶体管230部署为电流开关的配置中，VSET比较电路267减小电流补
偿信号132的电压，此又致使n沟道晶体管230的VGS电压缩小。因此，n沟道晶体管230减小补
偿电流133以补偿负载电流113的增加。在其中p沟道晶体管部署为电流开关的替代配置中，
VSET比较电路267增加电流补偿信号132的电压以减小p沟道晶体管的VGS电压。同样，p沟道
晶体管减小补偿电流133以补偿负载电流113的增加。
在第二情景中，可变负载电路110的阻抗增加，借此致使负载电流113降低。经降低
负载电流113又致使低参考电压(VREFL)在第二输出节点123处降低，而经增加负载阻抗致使
高参考电压(VREFH)在第一输出节点121处上升。VREF比较电路150(例如，放大器251及输出
级255)通过将反馈路径125的电压与输入参考电压(VREF)进行比较而感测高参考电压
(VREFH)上升。
作为响应，VREF比较电路150调整第一反馈控制信号141及第二反馈控制信号142
以减小由供应电流路径170传导的供应电流174。更具体来说，增加第一反馈控制信号141以
减小p沟道晶体管271的VGS，且增加第二反馈控制信号142以增加n沟道晶体管276的VGS。因
此，由于n沟道晶体管276占用较多电流，因而递送较少供应电流174。紧接在电流补偿信号
132变为响应于负载电流113的改变之前，经减小供应电流174允许较少输出电流122被分配
到可变负载电路110，而补偿电流133在所述时间点保持不改变。此经减小负载电流113将高
参考电压(VREFH)减小到高于可变负载电路110的经增加阻抗，借此使第一输出节点121处的
电压电平稳定。
第一反馈控制信号141的递增还减小监测电流路径160的p沟道晶体管261的VGS。
因此，p沟道晶体管261减小通过设定电阻器266的监测电流165的量，借此致使监测设定电
压(VSETM)下降。VSET比较电路267通过将监测设定电压(VSETM)与预定设定电压(VSETP)进行比
较而感测监测设定电压(VSETM)下降。作为响应，VSET比较电路267调整电流补偿信号132以
增加由电流补偿电路130传导的补偿电流133的量以补偿经减小负载电流133。
在其中n沟道晶体管230部署为电流开关的配置中，VSET比较电路267增加电流补
偿信号132的电压，此又致使n沟道晶体管230的VGS电压扩大。因此，n沟道晶体管230增加补
偿电流133以补偿负载电流113的减小。在其中p沟道晶体管部署为电流开关的替代配置中，
VSET比较电路267减小电流补偿信号132的电压以增加p沟道晶体管的VGS电压。同样，p沟道
晶体管增加补偿电流133以补偿负载电流113的减小。
补偿电流133调整的净效应是使接地电流114恢复到其稳定电平，使得低参考电压
(VREFL)可保持低且稳定。此反馈补偿方案允许总接地电流114在相对短时间周期中返回到
经稳定电平。有利地，如图2中所描述的电压调节电路120在不引入额外接地缓冲器的典型
成本的情况下提供稳健电压调节性能。
图3展示根据本发明的另一方面的实例性电压调节电路120的示意图。如图3中所
展示的电压调节电路120提供如图1中所展示的电压调节电路120的特定实施方案。尽管图3
中的电路进一步详述图1中的电压调节电路120的结构及操作，但其并不限制或约束图1的
描述。举例来说，图3中的电路提供图2中的电路的替代方案，而这两个选项未必彼此排斥。
在数个方面中，图3的电压调节电路120类似于图2的电压调节器120。举例来说，图
3展示与图2相同的VREF比较电路150及相同的供应电流路径170。然而，图3的电压调节电路
120在两个其它方面中与图2的电压调节电路120有偏差。首先，监测电流路径160经修改以
用设定电流源366来替换VSET比较电路267及设定电阻器266。设定电流源366经由监测输出
节点162与p沟道晶体管261的漏极节点264耦合。设定电流源366可配置为电流镜布置的一
部分以用于传导设定电流(ISET)365。在此特定配置中，监测电流路径160经偏置以传导恒定
电流，所述恒定电流是设定电流(ISET)365，而不管跨越p沟道晶体管261的VGS电压如何。为
通过p沟道晶体管261而维持恒定电流，漏极节点264的电压在与栅极节点263的电压(其由
第一反馈控制信号141驱动)相反的方向上移动。
因此，当VREF比较电路150响应于第一输出节点121中的电压降而减小第一反馈控
制信号141的电压时，漏极节点264的电压被拉升，使得p沟道晶体管261可将监测电流165维
持处于由设定电流(ISET)365设定的值。漏极节点264处的经增加电压接着驱动由监测输出
节点162递送的电流补偿信号132。类似地，当VREF比较电路150响应于第一输出节点121中
的电压上升而增加第一反馈控制信号141的电压时，漏极节点264的电压被拉低，使得p沟道
晶体管261可将监测电流165维持处于由设定电流(ISET)365设定的值。漏极节点264处的经
降低电压接着驱动由监测输出节点162递送的电流补偿信号132。
如同预定设定电压(VSETP)，设定电流(ISET)是基于输出电流122的所估计最大值的
函数而预定的。当可变负载电路110经配置以引发最小阻抗量时，供应电流174的最大值
ISUPP(Max)对应于负载电流113的峰值。这两个电流165及174的量值依据其相应晶体管大小而
相关。在其中p沟道晶体管261具有沟道宽度WP1且p沟道晶体管271具有沟道宽度WP2的配置
中，预定设定电流(ISET)可由以下方程式4表达。
由于供应电流174及由n沟道晶体管276传导的静态电流(IN)来自由p沟道晶体管
271传导的电流(IP2)，因此预定设定电流(ISET)还可由以下方程式5表达。
由p沟道晶体管271传导的最大电流(IP2(Max))由负载电流113的峰值驱动且因此响
应于所述负载电流的峰值。因此，p沟道晶体管261及设定电流源366是跟踪可变负载电路
110的电流消耗的电流监测反馈环路的一部分。此电流监测反馈环路还帮助调整绕过可变
负载电路110的补偿电流133的量以维持相对稳定接地电流114，此又帮助在第二输出节点
123处维持相对稳定低参考电压(VREFL)。
图3的第二修改涉及电流补偿电路130。类似于图2，图3中的电流补偿电路130可由
电流补偿信号132配置以用于传导补偿电流133。因此，电流补偿电路130可包含响应于由电
流补偿信号132指示的调整的一或多个电流开关。但由于电流补偿信号132的极性在与如图
2中所描述的电流补偿信号132相比时已反转，因此电流补偿电路130可部署一或多个p沟道
晶体管330来实施如图2中所描述的反馈补偿方案。p沟道晶体管330包含耦合到第一输出节
点121的源极节点331、经由控制端子131耦合到监测输出节点162的栅极节点332及耦合到
第二输出节点123的漏极节点333。
栅极节点332接收电流补偿信号132以确立跨越栅极节点332及源极节点331的栅
极到源极电压(VGS)。VGS的量值控制从源极节点331传导到漏极节点333的补偿电流133的
量。在其中p沟道晶体管330部署为电流开关的配置中，补偿电流133的调整与负VGS成正比。
在其中n沟道晶体管部署为电流开关(例如，监测电流路径160包含在n沟道晶体管上方的设
定电流源)的替代配置中，补偿电流133的调整与正VGS成正比。
为进一步图解说明如图3中所展示的电压调节电路120的操作，本发明提供两个实
例性情景。在第一情景中，可变负载电路110的阻抗减小，借此致使负载电流113增加。经增
加负载电流113又致使低参考电压(VREFL)在第二输出节点123处增加，而经减小负载阻抗致
使高参考电压(VREFH)在第一输出节点121处下降。VREF比较电路150(例如，放大器251及输
出级255)通过将反馈路径125的电压与输入参考电压(VREF)进行比较而感测高参考电压
(VREFH)下降。
作为响应，VREF比较电路150调整第一反馈控制信号141及第二反馈控制信号142
以增加由供应电流路径170传导的供应电流174。更具体来说，减小第一反馈控制信号141以
增加p沟道晶体管271的VGS，且减小第二反馈控制信号142以减小n沟道晶体管276的VGS。因
此，由于n沟道晶体管276占用较少电流，因而递送较多供应电流174。紧接在电流补偿信号
132变为响应于负载电流113的改变之前，经增加供应电流174允许较多输出电流122被分配
到可变负载电路110，而补偿电流133在所述时间点保持不改变。此经增加负载电流113将高
参考电压(VREFH)增加到高于可变负载电路110的经减小阻抗，借此使第一输出节点121处的
电压电平稳定。
第一反馈控制信号141的减小还增加监测电流路径160的p沟道晶体管261的VGS。
因此，p沟道晶体管261增加漏极节点264的电压，借此致使电流补偿信号132的电压上升。作
为响应，电流补偿电路130减小由电流补偿电路130传导的补偿电流133的量以补偿经增加
负载电流133。
举例来说，在其中p沟道晶体管330部署为电流开关的配置中，电流补偿信号132的
经增加电压致使p沟道晶体管330的VGS电压缩小。因此，p沟道晶体管330减小补偿电流133
以补偿负载电流113的增加。在其中n沟道晶体管部署为电流开关的替代配置中，降低电流
补偿信号132的电压以缩小n沟道晶体管的VGS电压。同样，n沟道晶体管减小补偿电流133以
补偿负载电流113的增加。
在第二情景中，可变负载电路110的阻抗增加，借此致使负载电流113降低。经降低
负载电流113又致使低参考电压(VREFL)在第二输出节点123处降低，而经增加负载阻抗致使
高参考电压(VREFH)在第一输出节点121处上升。VREF比较电路150(例如，放大器251及输出
级255)通过将反馈路径125的电压与输入参考电压(VREF)进行比较而感测高参考电压
(VREFH)上升。
作为响应，VREF比较电路150调整第一反馈控制信号141及第二反馈控制信号142
以减小由供应电流路径170传导的供应电流174。更具体来说，增加第一反馈控制信号141以
减小p沟道晶体管271的VGS，且增加第二反馈控制信号142以增加n沟道晶体管276的VGS。因
此，由于n沟道晶体管276占用较多电流，因而递送较少供应电流174。紧接在电流补偿信号
132变为响应于负载电流113的改变之前，经减小供应电流174允许较少输出电流122被分配
到可变负载电路110，而补偿电流133在所述时间点保持不改变。此经减小负载电流113将高
参考电压(VREFH)减小到高于可变负载电路110的经增加阻抗，借此使第一输出节点121处的
电压电平稳定。
第一反馈控制信号141的递增还减小监测电流路径160的p沟道晶体管261的VGS。
因此，p沟道晶体管261减小漏极节点264的电压，借此致使电流补偿信号132的电压下降。作
为响应，电流补偿电路130增加由电流补偿电路130传导的补偿电流133的量以补偿经降低
负载电流133。
举例来说，在其中p沟道晶体管330部署为电流开关的配置中，电流补偿信号132的
经降低电压致使p沟道晶体管330的VGS电压扩大。因此，p沟道晶体管330增加补偿电流133以
补偿负载电流113的减小。在其中n沟道晶体管部署为电流开关的替代配置中，增加电流补
偿信号132的电压以扩大n沟道晶体管的VGS电压。同样，n沟道晶体管增加补偿电流133以补
偿负载电流113的减小。
如同如图2中所描述的操作，补偿电流133调整的净效应是使接地电流114恢复到
其稳定电平，使得低参考电压(VREFL)可保持低且稳定。此反馈补偿方案允许总接地电流114
在相对短时间周期中返回到经稳定电平。有利地，如图3中所描述的电压调节电路120在不
引入额外接地缓冲器的典型成本的情况下提供稳健电压调节性能。此外，由于不包含VSET
比较电路267，因此图3的电压调节电路120与图2的电压调节电路120相比消耗较少电力且
占用较少空间。
图4展示根据本发明的又一方面的实例性电压调节电路120的示意图。如图4中所
展示的电压调节电路120提供如图1中所展示的电压调节电路120的特定实施方案。尽管图4
中的电路进一步详述图1中的电压调节电路120的结构及操作，但其并不限制或约束图1的
描述。举例来说，图4中的电路提供图2及图3中的电路的替代方案，而这些选项未必彼此排
斥。
在数个方面中，图4的电压调节电路120类似于图1的电压调节器120。举例来说，图
4展示根据图1的一般描述而连同电流补偿电路130一起操作的电流传感器140。更具体来
说，图4的电压调节电路120提供用以维持跨越接地寄生电阻器115的相对稳定接地电流114
的相同反馈补偿机构。然而，图4的电压调节电路120在两个方面中与图2及3的实施方案有
偏差。首先，图4的电压调节电路120部署两级感测方法而非双电流路径方法。其次，图4的电
压调节电路120将VREF比较电路150并入到感测级中的一者中以简化电流感测及调整电路。
在此特定配置中，电流传感器140包含第一感测级410及第二感测级430。第一感测
级410与第一输出节点121耦合以用于感测输出电流122的改变。基于此反馈感测机构，第一
感测级410产生积极响应于输出电流122的所感测改变的电流感测信号。第一感测级410包
含VREF比较电路411及参考电阻器416。VREF比较电路411包含耦合到第一输出节点121的负
输入引线412及耦合到输入节点124的正输入引线413。
类似于VREF比较电路150，VREF比较电路411用作用于跟踪第一输出节点121处的
电压的改变的跟踪构件。通常，VREF比较电路411经配置以通过将第一输出节点121处的高
参考电压(VREFH)与由电压调节电路120的输入节点124接收的输入参考电压(VREF)进行比较
而跟踪所述高参考电压(VREFH)。基于此比较，VREF比较电路411在其输出引线414处产生电
流感测信号。电流感测信号具有高于第一输出节点121处的高参考电压(VREFH)的电压电平。
这是因为电流感测信号用以提供流动穿过参考电阻器416的供应电流174。供应电流174确
立跨越VREF比较电路411的输出引线414及第一输出节点121的电位降(即，VREFD)(在参考电
阻器416耦合于这两个节点之间的情况下)。当VREF比较电路411在其操作范围内操作时，电
流感测信号可以和从输入节点124接收的输入参考电压(VREF)与从第一输出节点121接收的
高参考电压(VREFL)之间的差具有基本上线性关系。
如同VREF比较电路150，VREF比较电路411可包含放大器，所述放大器检测输入参
考电压(VREF)与高参考电压(VREFH)之间的差，且根据基本上线性函数(举例来说：VCS＝Ao*
(Vplus-Vminus)，其中VCS是输出引线414处的电流感测信号的电压电平且Ao是线性函数的增
益)放大所检测差。在一个实施方案中，VREF比较电路411的放大器可包含一或多个差分放
大器。在另一实施方案中，VREF比较电路411的放大器可包含一或多个运算放大器。在又一
实施方案中，VREF比较电路411的放大器可包含适合于执行如上文所描述的功能的其它类
型的放大电路。为将第一输出节点121处的电压保持处于较高参考电压(VREFH)，通过供应电
流(ISUPP)174及参考电阻器(RREF)416的函数而调节电流感测信号的电压电平VCS。举例来说，
电流感测信号的电压电平VCS可由以下方程式6表达。
VCS＝ISUPP*RREF+VREF 方程式(6)
第二感测级430耦合到第一感测级410以接收电流感测信号。第二感测级430用于
类似于监测电流路径160的监测功能的监测功能。举例来说，第二感测级430包含类似于
VSET比较电路267的VSET比较电路431。VSET比较电路431经配置以产生基于电流感测信号
与预定设定电压(VSETP)之间的比较的电流补偿信号441。
VSET比较电路431用作用于跟踪供应电流174的改变(其与输出电流122的改变成
比例)的跟踪构件。VSET比较电路431包含第一输入432(其可为负输入)、第二输入435(其可
为正输入)及比较输出434。第一输入432耦合到输出引线414以接收电流感测信号的电流感
测电压(VCS)，而第二输入435耦合到电压源以接收预定设定电压(VSETP)。VSET比较电路431
经由其输出引线434将电流补偿信号441递送到电流补偿电路130。当VSET比较电路431在其
操作范围内操作时，电流补偿信号441可和预定设定电压(VSETP)与电流感测电压(VCS)之间
的差具有基本上线性关系。
VSET比较电路431可包含用以执行如上文所描述的功能的放大电路。在一个实例
中，比较电路431可包含差分放大器。在另一实例中，比较电路431可包含具有输出级的运算
放大器，所述输出级具有AB类偏置。不管由VSET比较电路431部署的放大电路的类型如何，
VSET比较电路431均经配置以检测预定设定电压(VSETP)与电流感测电压(VCS)之间的差且根
据基本上线性函数放大所检测差。
预定设定电压(VSETP)是基于最大电流感测电压(VCSMax)的函数而配置的。预定设定
电压(VSETP)的目的是为供应电流174提供比较阈值，使得第二感测级430可响应于输出电
流122的改变而调整电流补偿信号441。在一个实施方案中，可根据以下方程式7配置预定设
定电压(VSETP)。
VSETP＝ISUPPMax*RREF+VREF 方程式(7)
供应电流(ISUPP)174可经保留以适应输出电流122的最大(或峰值)汲取(其在可变
负载电路110的阻抗达到其最小值时由负载电流113的浪涌(surge)触发)。因此，此最大供
应电流(ISUPPMax)形成用于比较波动的供应电流(ISUPP)174的基线。由于由ISUPPMax*RREF项确立
的余量(headroom)，因此预定设定电压(VSET)经配置以大于输入参考电压(VREF)。且为减小
此余量的影响，参考电阻器416可具有将余量限制于约l00mV的电阻。
为进一步图解说明如图4中所展示的电压调节电路120的操作，本发明提供两个实
例性情景。在第一情景中，可变负载电路110的阻抗减小，借此致使负载电流113增加。经增
加负载电流113又致使低参考电压(VREFL)在第二输出节点123处增加，而经减小负载阻抗致
使高参考电压(VREFH)在第一输出节点121处下降。VREF比较电路411通过将从第一输出节点
121反馈的电压与输入参考电压(VREF)进行比较而感测高参考电压(VREFH)下降。
作为响应，VREF比较电路411调整电流感测信号以通过升高其输出引线414处的电
流感测电压VCS而增加由参考电阻器416传导的供应电流174。因此，在电流补偿信号441变为
响应于负载电流113的改变之前递送较多供应电流174。经增加供应电流174允许较多输出
电流122被分配到可变负载电路110，而补偿电流133在所述时间点保持不改变。此经增加负
载电流113将高参考电压(VREFH)增加到接近参考输入电压(VREF)，借此使第一输出节点121
处的电压电平稳定。VSET比较电路431通过将电流感测电压(VCS)与预定设定电压(VSETP)进
行比较而感测电流感测电压(VCS)增加。作为响应，VSET比较电路431调整电流补偿信号441
以减小由电流补偿电路130传导的补偿电流133的量。
在其中n沟道晶体管230部署为电流开关的配置中，VSET比较电路431减小电流补
偿信号132的电压，此又致使n沟道晶体管230的VGS电压缩小。因此，n沟道晶体管230减小补
偿电流133以补偿负载电流113的增加。在其中p沟道晶体管部署为电流开关的替代配置中，
VSET比较电路431增加电流补偿信号132的电压以减小p沟道晶体管的VGS电压。同样，p沟道
晶体管减小补偿电流133以补偿负载电流113的增加。
在第二情景中，可变负载电路110的阻抗增加，借此致使负载电流113降低。经降低
负载电流113又致使低参考电压(VREFL)在第二输出节点123处降低，而经增加负载阻抗致使
高参考电压(VREFH)在第一输出节点121处上升。VREF比较电路411通过将从第一输出节点
121反馈的电压与输入参考电压(VREF)进行比较而感测高参考电压(VREFH)上升。
作为响应，VREF比较电路411调整电流感测信号以通过使其输出引线414处的电流
感测电压VCS下降而减小由参考电阻器416传导的供应电流174。因此，在电流补偿信号441变
为响应于负载电流113的改变之前递送较少供应电流174。经减小供应电流174允许较少输
出电流122被分配到可变负载电路110，而补偿电流133在所述时间点保持不改变。此经增加
负载电流113将高参考电压(VREFH)减小到接近参考输入电压(VREF)，借此使第一输出节点
121处的电压电平稳定。VSET比较电路431通过将电流感测电压(VCS)与预定设定电压(VSETP)
进行比较而感测电流感测电压(VCS)减小。作为响应，VSET比较电路431调整电流补偿信号
441以增加由电流补偿电路130传导的补偿电流133的量。
在其中n沟道晶体管230部署为电流开关的配置中，VSET比较电路431增加电流补
偿信号132的电压，此又致使n沟道晶体管230的VGS电压扩大。因此，n沟道晶体管230增加补
偿电流133以补偿负载电流113的减小。在其中p沟道晶体管部署为电流开关的替代配置中，
VSET比较电路431减小电流补偿信号132的电压以增加p沟道晶体管的VGS电压。同样，p沟道
晶体管增加补偿电流133以补偿负载电流113的减小。
如同如图2中所描述的操作，补偿电流133调整的净效应是使接地电流114恢复到
其稳定电平，使得低参考电压(VREFL)可保持低且稳定。此反馈补偿方案允许总接地电流114
在相对短时间周期中返回到经稳定电平。有利地，如图4中所描述的电压调节电路120在不
引入额外接地缓冲器的典型成本的情况下提供稳健电压调节性能。此外，由于不包含监测
电流路径160及供应电流路径170，因此图4的电压调节电路120与图2及3的电压调节电路
120相比消耗较少电力。
图5展示根据本发明的方面的实例性数/模转换(DAC)电路500的示意图。DAC电路
500可被包含为如图1中所展示且如连同图2到4一起所论述的可变负载电路110的一部分。
当连同DAC电路500一起使用电压调节电路120(例如，参见图1到4)中的任一者时，经组合电
路形成可实施于单个集成电路中或实施为安置于印刷电路板上的离散组件的数/模转换系
统。在其外围处，DAC电路500包含高参考输入端口501、低参考输入端口502、数字代码输入
端口503及模拟输出端口504。
高参考输入端口501耦合到高参考节点111以接收高参考电压(VREFH)，而低参考输
入端口502耦合到低参考节点112以接收低参考电压(VREFL)。数字代码输入端口503经配置
以接收数字代码，DAC电路500将所述数字代码转换为模拟输出以用于在其模拟输出端口
504处递送。此转换由DAC电路500的内部电路(包含可变电阻网络510、放大器540及反馈电
阻器542)执行。可变电阻网络510可展现基于在数字代码输入端口503处接收的数字代码的
可变电阻。
可变电阻网络510包含电阻器梯(例如，R2R梯)520及DAC开关电路530。DAC开关电
路530由数字代码控制使得所述DAC开关电路可选择性地将电阻器梯520的一或多个分支
(例如，2R分支)连接到高参考输入端口501或低参考输入端口502。此选择性连接可导致跨
越高参考输入端口501及低参考输入端口502的阻抗改变。为此，跨越这两个端口(即，501及
502)递送的负载电流113还相依于由数字代码输入端口504接收的数字代码。
包含此说明书中所描述的功能操作的所揭示标的物可以以下各项实施：电子电
路、计算机硬件、固件、软件或其组合(例如此说明书中所揭示的结构构件及其结构等效
物)，可能包含可操作以致使一或多个数据处理设备执行所描述的方法及/或操作的程序
(例如编码于计算机可读媒体中的程序，所述计算机可读媒体可为存储器装置、存储装置、
机器可读存储衬底或其它物理、机器可读媒体或者其一或多者的组合)。
修改在所描述实施例中为可能的，且其它实施例在权利要求书的范围内为可能
的。