N端口直接接收机 本发明通常涉及用于处理已调制的数字射频信号的n端口接线装置，直接接收机包括这样的n端口接线装置，移动电信设备包括这样的一个直接接收机。还涉及用于校准n端口接线装置的方法和用于处理已调制数字射频信号的方法。
六端口接收机以直接转换方式起作用和从毫米波段和微波范围直接地变换为该基带。同时可以避免经典的I/Q解调片(数字或者模拟)。使用适合的校准过程，非理想的无源射频部件的影响包括制造的容差可以减到最小。该六端口接收机检测两个输入射频信号的相对的相位和相对的幅度。该六端口接收机的电路仅仅使用无源部件与用于射频信号的相对相位和相对幅度检测的二极管结合实现的。六端口接收机的重要特征是制造容差可以校准，固有地允许低成本的生产。
1994年5月在圣地亚哥举行地1994 IEEE MTT讨论会的文摘第3卷第1659-1662页Bossisio，Wu的文章“六端口直接数字毫米波接收机”中，建议用六端口接收机的结构。
六端口技术正确地测量微波通信网的幅度和相位二者的散射参数的能力已经知道。代替使用外差的接收机，六端口接收机通过在6端口的至少三个和特别地四个端口提取功率电平来完成在微波和毫米波的直接测量。硬件的不完备可以容易地通过适当的校准过程消除。在大的动态范围和宽的频率范围内可能进行非常精确的测量。六端口连接接收机包括无源微波部件，诸如：方向耦合器和功率分配器以及二极管检测器。该电路可以容易地集成作为MHMIC或者MMIC。已知的接收机在微波和毫米波频率执行直接的相位/幅度解调。
通过执行校准过程，硬件的不完备诸如：桥接器的相位误差，功率检测器的不平衡等等可以容易地消除。这较大地放松硬件实现的要求和允许六端口接收机在一个宽带直到毫米波频率工作。
根据上面的引用的Bossisio等人的文件，使用在分配技术中实现的具有功率分配器和90度混合电路的六端口接收机概念。已知结构的应用主要在于10GHz以上的频带，然而，由于90度混合电路的固有地频率选择的特性，它操作的频带宽度不够。
从1994年欧洲微波会议论文集第911-915页D.Maurin，Y.Xu，B.Huyart，K.Wu.M.Cuhaci，R.Bossisio的文章“使用MHMIC和MMIC技术的CPW毫米波六端口反射器”中，使用基于在从11到25GHz频率范围的共平面的波导应用为特征的一个分配单元方法的反射计的宽波段拓扑是已知的。
从1991年欧洲微波会议论文集第1473-1477的V.Bilik等人的文章“一个新的非常宽带集总六端口反射器”，使用惠斯登电桥的想法和反射器应用的电阻结构是已知的。
从1996年1月IEEE关于微波理论和技术学报第40卷j：Li.G.Bossisio，K.Wu的文章“六端口连接的双音调校准及其对六端口直接数字接收机的应用”中，基于四个3dB混合电路，功率分配器和衰减器的六端口反射器拓扑是已知的。
从US-A-5498969中，以匹配检测器和一个不匹配检测器为特征的反射器结构的不对称的拓扑是已知的。
从标题为“在确定微波通信网的合成的反射系数中使用的方法和六端口网络”的US-A-4521728中，反射器六端口拓扑是已知的，公开了通过微带线技术实现的，包括两个不同的正方形的混合网络，移相器，两个功率分配器和一个方向耦合器。
从EP-A-0805561中，实现具有六端口连接的直接转换接收机的方法是已知的。依据这种已知的技术，由包括六端口连接的一个直接转换接收机接收已调制的发送调制。该解调是模拟地实现。
从EP-A-0841756中，六端口接收机的相关器电路是已知的。在这个相关器电路中，接收信号与本机振荡器信号在各个相位角度求和，其中本机振荡器和射频信号之间相位旋转分别地从相关器输出总数分别地实现。
考虑到上面的现有技术，本发明的目的是提供基于n端口接线装置的改良结构的技术。因此n是大于3的整数值。因此本发明例如与四端口、五端口和六端口接线装置以及包括这样的n端口接线装置的设备有关。
因此根据本发明，提供用于处理已调制数字射频信号的n端口接线装置，其中n是大于3的整数值。n端口接线装置包括两个射频输入端口。根据本发明，两个无源信号组合装置彼此连接。无源信号组合装置的各自的一个信号连接到射频输入之一，此外利用至少一个输出端口连接到功率传感器，使得至少两个功率传感器包含在n端口接线装置中。
两个无源信号组合装置可以利用一个移相器单元彼此连接。
射频输入端口之一可以提供给发源于本机振荡器的射频信号。
该无源信号组合装置可以包括一个微带线网络。该无源信号组合装置可以选择地包括一个共平面的波导管网络。
该电阻网络可以包括一个微带环。
该电阻网络可以包括一个圆形的微带接线片。
n端口接线装置例如可以是一个四端口接线装置(n＝4)，包括两个无源信号组合装置，以三个端口接线装置分别地连接到一个功率传感器实现。因此在四端口接线装置情况下，三端口接线装置包括馈送接收射频信号的一个端口，一个端口分别地连接到三个端口接线装置的另外一个端口，第三端口连接到一个功率传感器。
在四端口接线装置情况下，至少一个射频输入端口有一个射频开关。
n端口接线装置可以是一个五端口接线装置(n＝5)，包括两个无源信号组合装置，其中第一无源信号组合装置实现为在两个输出端口连接到两个功率传感器的一个四端口接线装置，第二个无源信号组合装置是连接到一个功率传感器的三端口接线装置。
n端口接线装置可以是一个六端口接线装置(n＝6)，包括实施为两个四端口接线装置的两个无源信号组合装置，其中每一个四端口接线装置连接到两个功率传感器。
此外根据本发明，还提供包括如上面提出的n端口接线装置的一个直接接收机，以及包括这样的直接接收机的移动电信设备。
此外本发明涉及用于校准如上面提出的n端口接线装置的一种方法，其中将预定的校准信号提供给n端口接线装置的一个射频输入端口。
根据本发明，提供用于处理已调制的数字射频信号的方法。因此n端口接线装置的两输入端口分别地供给一个射频信号，n是大于3的整数，该n端口接线装置包括彼此连接的两个无源信号组合装置，无源信号组合装置之一分别地连接到n端口接线装置的两个输入端口之一。至少分别地从每一个无源信号组合装置来的一个输出提供给一个功率传感器。
此外该方法可以包括I/Q解调功率传感器的输出信号的步骤，其中I/Q解调是由一个模拟处理完成的。
除了该功率传感器的输出信号外，至少可调整的直流电压可被用于该模拟处理。
在下面的描述中，通过参见附图对本发明的实施例的详细说明，本发明的特征和优点将更加清楚。
图1a通常表示根据本发明的n端口接线装置，
图1b表示根据本发明的n端口接线装置的结构，
图2a表示根据本发明的一个四端口连接与它的外部设备单元，
图2b示意地表示根据本发明的一个四端口接线装置，
图2c示意地表示根据本发明的具有另外的射频隔离功能的一个四端口接线装置，
图2d示意地表示根据本发明具有修改的另外的射频隔离功能的一个四端口接线装置
图2e表示使用混合网络实现LO/RF隔离功能的四端口接线装置的实施例，
图3a示意地表示根据本发明利用一个电阻网络的四端口接线装置的实现，
图3b表示根据本发明利用修改的电阻网络的四端口的实现，
图4a表示根据本发明利用一个微带线技术的四端口接线装置的实现，
图4b示意地表示根据本发明利用微带线技术和微带接线片的四端口接线装置的实现，
图4c示意地表示根据本发明利用一个共平面的波导技术的四端口接线装置的实现，
图5表示根据本发明作为一个五端口连接的n端口接线装置的实现，
图6表示示于图5的通用结构的实施例，其中提供电阻网络，
图7表示本发明的实施例，根据该实施例利用作为微带环分别地实现的一个四端口装置和一个三端口装置实现五端口接线装置，
图8表示本发明的实施例，根据该实施例五端口接线装置的四端口装置和三端口装置分别地作为圆形的微带接线片实现，
图9表示本发明的实施例，其中五端口接线装置的四端口装置分别地从第二无源三端口装置和一个无源功率分配器建立，
图10表示根据本发明利用一个电阻的网络的五端口接线装置的一部分的四端口装置的实现，
图11表示根据本发明利用一个电阻网络的五端口接线装置的实现，
图12表示根据本发明利用电阻网络的五端口接线装置的一个功率分配器和第二三端口装置的可能的实现，
图13表示利用一个电阻网络的五端口接线装置的三端口装置的可能的实现，
图14a表示包括混合网络的本发明的五端口接线装置的一个实施例，以便实现另外的射频隔离功能，
图14b表示包括另外的射频隔离功能的本发明的五端口接线装置的另外的实施例，
图15表示具有修改的另外的射频隔离功能的本发明的五端口接线装置的另外的实施例，
图16a表示根据本发明的六端口接收机的一般的结构，
图16b表示具有修改的另外的RF/LO隔离功能的本发明的五端口接线装置的另外的实施例，
图17表示根据本发明以六端口接线装置实现n端口接线装置的一般的概念，
图17表示利用电阻网络的图16的通用结构的实现，
图18表示以微带环实现图16和17的两个四端口装置和以传输线实现该移相器，
图19表示图16的通用结构的特定的实施例，其中两个四端口装置作为圆形的微带接线片实现，
图20a表示本发明的实施例，根据该实施例六端口接收机具有混合网络，
图20b表示本发明的特定的实施例，其中图16的通用结构是通过由一个无源三端口装置和一个无源功率分配器实现四端口装置实现的，
图21表示通过一个电阻网络的四端口装置的可能的实现，
图22表示通过电阻网络的四端口装置的另外的实现，
图23表示通过电阻网络的三端口装置和一个功率分配器的可能的实现，
图24表示一个四端口接线装置与一个I/Q解调部件结合，其中I/Q解调是数字地进行的，
图25表示一个四端口接线装置与一个I/Q解调部件结合，其中I/Q解调是以模拟方式进行的，
图26表示图25的模拟解调部件的模拟电路板，
图27表示根据本发明与一个模拟I/Q解调部件结合的五端口接线装置，
图28表示图27的模拟I/Q解调部件的内部结构，
图29表示图28的模拟I/Q解调部件的子板的内部结构，
图30表示图28的模拟I/Q解调部件子板的另外的实施例，
图31是根据本发明用于说明n端口接线装置校准的部件方案，其中该校准作为用于五端口接线装置情况的一个例子说明，
图32表示三端口装置的可能的实现，
图33表示使用共平面的波导技术实现四端口结构和三端口结构，
图34表示利用离散的技术移相器单元的不同的实现形式，
图35表示根据一个实施例的功率传感器的内部结构，
图36a到36c表示在分配器技术中移相器的不同的实现，和
图37表示根据一个实施例的本机振荡器电路的内部结构。
对下列实施例的描述结构如下：
I.n端口接线装置的通用结构(图1)
II.四端口接线装置(图2到图4)
III.五端口接线装置图(5到图15)
IV.六端口接线装置(图16到图23)
V.根据n端口接线装置的I/Q解调(图24到图30)
VI.校准过程(图31)
VII.特定的单元的结构(图32到图37)。
I.根据本发明的n端口接线装置的通用结构(图1)
图1a通常表示根据本发明的一个n端口接线装置。因此第一和第二RF信号在表示n端口接线装置的无源电路1的输入4，5馈送。提供无源电路1到功率传感器P1，P2的至少两个输出6，7。关于功率检测器的数量，根据本发明任何大于1即2，3，4...的数是可能的。通常，当使用一个n端口接线装置时，提供(n-2)功率传感器。
参见图1b，将说明n端口接线装置的结构，n是大于3的整数。
n端口接线装置1包括第一无源信号组合单元2和第二无源信号组合单元3。每一个的第一和第二无源信号组合单元2，3分别地包括射频信号馈送到的一个射频输入端口4和5。供应给第一无源信号组合单元2的射频输入端口4和第二无源信号组合单元3的射频输入端口5的射频信号之一是进一步处理的数字调制射频信号(例如低通滤波和处理的以便直接地或者间接地获得调制符号)。
注意，本描述意义的“信号组合装置”覆盖所有的无源设备组合信号和/或者分开信号到分支。
第一和第二无源信号组合单元2，3彼此连接，其中这个连接可以利用一个移相器单元10完成。移相器单元10可以利用不同的技术实现(查看VII部分)。
至少要求每一个的第一无源信号组合单元2和第二无源信号组合单元3分别地包括一个有效的输出端口6，分别地连接到功率传感器P1和P2。“有效的输出端口”是指第一无源信号组合单元2和第二无源信号组合单元3可以包括另外的输出端口，它们不连接到功率检测器，但是利用一个系统阻抗连接到地电位。
如在图1b中以虚线表示的，每一个的第一无源信号组合单元2，3可以包括连接到功率传感器的一个以上有效的输出端口，如由图1b中的标号11，12表示的。
注意，根据本发明的最低的要求是第一无源信号组合单元和第二无源信号组合单元2，3的至少一个输出端口分别地连接到一个功率传感器P1和P2。第一和第二无源信号组合单元2，3的图1b未示出的另外的输出端口例如可以终止到地电位。
正如图1b进一步表示的，每一个第一和第二射频输入信号可以分别地提供给第一和第二信号组合单元2，3的另一个信号组合单元，正如另外的输入端口4，5描述的。因此每一个信号组合单元可以提供一个以上的输入端口，以致N端口接线装置的输入端口总数可以超过两个。
显然还处理功率传感器P1，P2，Px，Py的输出信号，这些输出信号在后面本说明中表示(例如见V部分)。
在本说明中，根据本发明的n端口连接技术将参见作为例子的四端口，五端口和六端口接线装置说明。下列表1表示在所述拓扑之间重要的功能差别。表1六端口接线五端口接线四端口接线电路复杂性较大较小比五端口拓扑情况小，少一个功率检测器，但是如果LO不改变其功率，增加一个开关，当调制不改变时转换时间快一倍。如果在直流接口数字处理，要求的AD变换器数432，但是具有双倍的I/Q速度如果在直流接口模拟处理，要求的AD变换器数2，具有正常I/Q速度2，具有正常I/Q速度2，具有正常I/Q速度要求的功率传感器数432
II.四端口接线装置(图2到图4)：
在下面将参见图2到图4说明作为根据本发明的n端口连接技术的第一例子的四端口接线装置(n＝4)。
图2a表示在I/Q解调器或者QPSK解调器中使用四端口接线装置。利用天线426接收信号，然后或者直接地提供给带通滤波器428或者作为选择在第一级下变频器427中首先下变频。带通滤波器428的输出信号由增益控制的LNA部件429放大。增益控制的LNA部件429的增益由控制单元430控制。增益控制的LNA部件429的放大输出信号馈送给四端口接线装置401的射频输入404。
射频开关451连接到四端口接线装置401的第二射频输入端口405。取决于射频开关451的开关位置，四端口接线装置401的射频输入端口405或者利用具有电阻值50R(阻抗匹配)的一个电阻器450连接到地电位或者本机振荡器420的射频输出信号馈送给四端口接线装置401的射频输入405。本机振荡器420的频率和基准也由控制单元430控制。此外，控制单元430控制由射频开关451执行的转换。
四端口接线装置401包括(参见图2b)第一无源三端口结构402和第二无源三端口结构403。第一和第二无源三端口结构402，403彼此利用一个移相器410连接。在第一无源三端口结构402的射频输入端口404，提供被处理的射频信号。第一无源三端口结构102具有连接到功率传感器P1的一个输出406。
根据本实施例的四端口接线装置401的第二无源三端口结构403具有一个射频输入端口405，第二射频信号馈送给射频输入端口405，其中第二射频信号例如可以从本机振荡器420发出。第二无源三端口结构403具有连接到第二功率传感器P2的一个输出端口407。
图2C表示如图2b所示的一般的概念的变更。如这张图所示的，射频信号1，2分别地馈送给无源功率分配器411和412，其中无源功率分配器411和412的一个输出分支分别地提供给第一和第二无源三端口结构402和403。无源功率分配器411的第二输出分支提供给第二移相器413，提供180°的相移(415)和利用一个衰减器414连接到无源功率分配器412。因此图2e所示的结构提供了LO/RF隔离功能。
图2d表示在图2e所示的结构的变更，根据该变更移相器402连接在第二无源三端口结构407和无源功率分配器411之间，而第一无源三端口结构402连接在第二移相器413和无源功率分配器411之间。从图2e和图2d变得清楚了，射频信号仅仅不能直接地馈送到无源三端口结构或者通常到信号组合装置，但是做为选择也可以例如利用功率分配器间接地提供。
图2e表示四端口接线装置的一个实施例，提供从射频信号1到射频信号2的隔离。根据图2e本实施例的特殊性是使用混合网络460，461，它们可以提供90°或者180°的相移，并且可以由多个技术实现。混合网络460，461分别地是四端口混合网络，其中一个端口分别地连接到一个终点(匹配负载，系统参考阻抗)。
注意，在后面参见图25和第V部分说明功率传感器P1，P2的输出信号的处理。
为了增加操作的频带，两个三端口装置402，403可以使用离散的单元由电阻网络实现，如图3a和3b所示的。
此外四端口接线装置401可以使用分配技术实现，如图4a，4b和4c所示的。根据图4a的实施例，三端口装置作为微带环和起移相器410作用的传输线实现。
根据图4b，三端口装置作为微带接线片实现。
根据图4c的实施例，三端口装置402，403和作为移相器410的传输线作为一个共平面的波导技术实现。
注意，功率传感器可以由检测器二极管，FET结构和热的射频传感器实现。如果主要地电阻的离散的方法用于四端口接线装置，通常存在如何实现移相器的两个选择：
a)分配的技术
b)离散的LC单元
这些技术在后面在VII部分说明。
四端口拓扑提供了更不复杂的射频电路和较小的功率传感器的要求的优点。而且，由于简化的电路，建议的四端口接线装置的校准过程简化了。减少射频电路要求的折中是由另外的射频开关和更快的模-数转换器补偿的，如果没有模拟电路板的话。
III.五端口接线装置(图5到图15)：
现在说明作为五端口连接的一个例子的一个五端口接线装置。
建议的五端口拓扑的基本概念示于图5。如在图5中所示的，基本的结构包括一个无源四端口装置501和一个无源三端口装置502，彼此由一个相移器503连接。分别地一个射频信号输入(参考504)到无源四端口装置501和无源三端口装置502。无源四端口装置501包括两个输出端口，它们连接到功率传感器P1，和P2。无源三端口装置502仅仅包括与一个功率传感器P3连接的一个输出端口。当根据本发明的拓扑使用作为一个接收机时，所有的功率传感器(通常包括检测器二极管)例如匹配在50欧姆的阻抗。
无源四端口装置501和无源三端口装置502分别地输出表示输入(甚至移相的)射频信号的线性组合的信号，正如本技术领域公知的六端口接收机。功率传感器P1到P3检测无源四端口装置501和无源三端口装置502的输出信号的功率电平。检测的功率信号的功率电平提供给直流接口。
通常多个电路元件连接在每个功率传感器P1到P3和直流接口之间，然而在该图中未示出。这些电路元件例如可以顺序地包括一个低通滤波器，一个直流放大器和一个AD变换器。
应该注意，当使用简单的调制技术时可以不用DSP。在本例中，模拟电路单元可以提供作为一个判断电路，用于检测输入射频信号的调制状态。
数字信号处理单元526(见图6)利用由功率传感器P1至P4检测功率电平值的数学处理计算两输入端射频信号的合成的比值，此外可以选择地提供用于解调。概括地讲，根据该基本概念，无源四端口装置501的端口之一用于输入一个射频信号，一个端口用于连接到与无源三端口装置502连接的一个移相器503，和无源四端口装置501的其它两端口用于输出信号到功率传感器P1，P2。无源三端口装置502包括用于第二射频信号输入的一个端口，用于与移相器503连接的一个端口和用于输出信号到功率传感器P3的一个端口。
为了增加操作的频率范围，无源四端口装置501和无源三端口装置502可以由使用离散的单元5，6的电阻网络实现，如根据图6的实施例所示的。此外正如图6所示的和在下面更详细地说明的，输入到无源四端口装置501或者无源三端口装置502的一个射频信号可以由本机振荡器电路520提供。
正如图7和8所示的，四端口装置501和三端口装置502可以使用分配器技术实现。图7和8的两个例子表示可能的拓扑。在这两个例子中，传输线例如一个微带线用作移相器单元503。无源四端口装置501可以如图7所示的作为一个微带环527或者作为图8所示的一个圆形的微带接线片528实现。对于无源三端口装置502同样是成立的。
在这两个情况下，直径(而且在图7情况下的内径)是取决于应用的中心频率选择的。此外注意，沿着该环的导线宽度可以不同。分别在两个端口之间的角度α，β和γ诸如被选择用于建立直接地分别连接到三端口装置或者四端口装置的一个端口的输入射频信号的需要的组合比值，和通过该传输线来的信号起着一个相移单元503的作用。换言之，该角度取决于输入射频信号的线性组合设置。对于特定应用，而且可能设置该角度α，β和γ的值以便诸如建立该功率传感器P2(例如)仅仅检测射频信号1的状态，意味着与其连接的功率传感器P2和相移单元503是隔离的。同时，功率传感器P1可以接收和检测该功率电平作为该射频信号和通过相移单元503到达功率传感器P1的该端口的射频信号2的组合值。注意，相移单元503可以以分配器技术例如多个传输线实现。
图9表示本发明的一个实施例，其中四端口装置501包括一个无源功率分配器507和第二无源三端口装置508。无源功率分配器507基本上具有三端口装置的结构。第二无源三端口装置508起信号组合装置的作用。功率分配器507具有分开输入射频信号的功率为两个方向的功能：a)向着作为功率组合器的第二三端口装置508的输入，和
b)向着该功率传感器P1的输入。
连接到功率传感器的端口与连接到三端口装置的端口隔离，意味着仅仅来自第二三端口装置508的射频信号到达功率传感器P1。当图12的电阻元件满足等式Z1*Z2＝(Z2)2时获得这个特定的实现。
无源三端口装置508，509组合来自无源功率分配器507的信号和来自移相器503的射频信号，以便组合的信号可以在功率传感器P2和P3检测到。
图10表示根据图6由电阻元件可能实现的四端口装置501。整个四端口装置501是如图10所示的由连接的至少四个电阻元件R1至R6实现的。在图10的实施例中，选择这些元件以致功率传感器P1仅仅检测来自端口1(标记4)的射频信号，意味着图10的端口2和端口4最好隔离。所示的端口三由功率传感器P2完成，功率传感器P2检测来自端口1和端口4的组合的射频信号。在下面的表2中，对于规范化为从端口一向外部看的输入特性阻抗(通常50欧姆或者75欧姆)的三个不同的情况给予图10的电阻器可能的最佳的值。注意，认为该情况是功率传感器一直具有相同的输入阻抗(匹配的)。
此外，注意，功率传感器P1并联连接到电阻器R3，而功率传感器P2串联连接在电阻器F5和地之间，这是较合宜实现的。
在一些情况下，电阻器R4和R5可以被忽略。表2
表示的电阻元件的值对于实际的实现是特别地有利的。
在上面的表1中，建议考虑如在图10，11和12中所示结构的电阻元件的三组值。案例1和2考虑正常化阻抗通常是50欧姆(有时为75欧姆)的事实使得电阻的值容易实现。这些值在理论上保证在功率传感器和提供图6中的射频信号1和射频信号2的电路的理想输入阻抗(理想匹配或者在搜索损耗理想)的情况下，理想的实现建议的拓扑，考虑当最大值出现时获得功率传感器情况1的理想的匹配条件考虑功率传感器P1至P4和连接的电路的理想匹配条件，它遵循：
当两个射频信号具有同样的功率电平时，在可以在图10或者图11的功率传感器P2检测的最大的功率电平等于在同样的图的功率传感器P1获得的功率电平时得到情况1。
情况2被估计为一个理想情况，在图6的信号一和信号二之间任意相移情况下，当它们具有同样的输入功率电平时，接近功率传感器一的信号幅度是与接近功率传感器二的平均信号幅度相同。例如如果特性阻抗是50欧姆，整个无源结构可以由取值50欧姆，100欧姆，50/3欧姆的电阻器实现，也可以以50欧姆电阻器并联或者串行连接实现。
情况3考虑这样的事实获得的：当图6的信号一和二具有相同的功率电平和不同的相位时，在功率传感器二获得的中间功率是与在功率传感器一检测的功率是相同的。这个方法导致电阻器值不具有‘简单’实现的电阻值，但是它们进行最佳的功率调整。
图11表示一个五端口接线装置(五端口接收机)，包括一个四端口装置501和一个三端口装置502。
图12A和12B表示通过电阻元件实现的图9的功率分配器507，510和无源三端口装置508，509。正如可以从图12A和12B看到的，无源功率分配器507，510可以由至少3个电阻元件Z1，Z2和Z3实现。对于无源三端口装置508由电阻元件Z4，R5和R6实现同样是成立的。电阻元件的可能的值(稍后说明三个不同的案例)在规范化为该系统的特性阻抗的上面的表1中给出(通常是50欧姆或75欧姆)。功率传感器P1至P4如图12A和12B所示那样连接。
因此注意，功率传感器P1是并联连接到电阻器Z1和Z2的，而功率传感器P2是串联连接在电阻器R5和地之间的。
图13表示有关在移相器503右侧的第一无源三端口装置502的图9的三端口结构的可能的实现。
注意，五端口直接接收机和经典的六端口直接接收机拓扑之间的主要差别是五端口拓扑不需要测量(联机)本机振荡器的功率电平。使用这个方法，在射频侧(较少电阻器或者较少射频电路)和在基带侧(较少具有相关的抑制放大器和低通滤波器的一个模-数变换器)可以获得明显简单的拓扑。有关输入LO功率电平的必要的信息通过校准过程获得，校准过程可以脱机(观看设备制造和综合阶段)或者联机进行。如果锁定和振荡器的功率不变化这具有特别优点。在任何情况下，当使用本发明时，对于所有的本机振荡器功率电平校准过程是较好的。
建议的拓扑适用于正如直接的五端口接收机的使用情况。特别描述和建议应用作为宽带频率应用的解决方案如果利用具有该建议的技术的离散的解决方案技术，对于低于10GHz的较低的频率范围，宽带频率解决方案也是可能的。建议的拓扑使得离散的和分配的解决方案二者要求的表面最小，此外它可以通过一个简单的电阻器拓扑实现。与经典的六端口拓扑相比，建议的五端口拓扑要求较少电路，但是可能需要校准，以便减少有关LO功率电平的信息的影响。根据本发明的拓扑在本机振荡器功率电平不变化或者具有预编程固定值的情况中是特别有意义的，这意味着在该情况下根据本发明在接近五端口连接结构输入端口之前，该输入射频信号受AGC(自动增益控制)或者可编程的步长衰减器的影响。
这可以以算术方法表示成一个合成的线性变换。
参见图14a和15说明如图9所示的实施例的进一步发展。
图14a表示根据本发明一个五端口接线装置的一个实施例，其中提供90°或者180°移位的混合网络560，561提供在两个射频信号之间的隔离功能。注意，3路分离器501可以通过由多个技术实现的两个2路分离器实现。
正如可以从图14b看到的，依据这个实施例，另外的无源功率分配器530连接在第一无源功率分配器57和无源三端口结构58之间。无源功率分配器530利用第二移相器531和衰减器533与功率分配器532连接。第二移相器531可以提供180度的相移。因此与根据图9的实施例相比，已经增加了两个无源功率分配器530、532，一个移相器531和衰减器533。第一移相器503还可以提供180度的相移。
图15表示另外的实施例，根据该实施例无源三端口结构508互连在无源功率分配器530和移相器531之间。在本例中衰减器533可以被省略。
根据图14和15的实施例提供了射频信号端口和本机振荡器端口的隔离。
IV.六端口接线装置(图16至图23)：
图16a表示根据本发明的六端口接线装置的一般的概念。第一射频信号和第二射频信号提供给第一和第二四端口装置601、602的输入604。第一无源四端口装置601和第二四端口装置602通过移相器603连接。每一个第一和第二四端口装置601、602分别提供两个输出给功率传感器P1、P2、P3、P4。功率传感器P1至P4的输出信号提供给直流中间相位，可以附加上数字处理或者模拟处理。
建议的6端口拓扑的基本结构示于图16b。如图16b所示的，本发明的基本结构包括两个无源4端口601、602和一个移相器603。一个射频信号分别地提供给两个无源4端口结构601、602之一的一个输入604。两个无源4端口结构601，602通过移相器603彼此连接。每一个无源4端口装置601、602包括两个输出端口，连接到功率传感器P1至P4。当根据本发明的拓扑使用作为接收机时，所有的功率传感器(通常包括检测器二极管)是匹配的，例如为50欧姆阻抗。
正如从技术发展水平可知道的，无源4端口结构601、602输出表示输入(和最终相移的)射频信号的线性组合的信号。功率传感器检测无源4端口装置601、602的输出信号的功率电平。检测的输出信号的功率电平提供给数字信号处理单元626。
通常多个元件连接在每个功率传感器和DSP 626之间，然而在该图中未表示。这些元件可以包括以这样顺序的一个低通滤波器、一个直流放大器和一个AD变换器。
注意，当使用简单的模块技术时可以省略DSP 626。在本例中可以提供模拟元件作为检测调制状态的一个判断电路。明显地当使用用于I/Q解调的模拟处理板时DSP可以被省略。
数字信号处理单元626利用通过功率传感器P1至P4检测的功率电平值的数学处理计算两个输入射频信号的合成的比值，此外作为选择可以提供解调。概括地讲，根据该基本概念，无源4端口装置601、602的一个端口用于输入射频信号，一个端口用于连接到分别与另外的(相同的)无源4端口装置1，2连接的一个移相器，另外的两个端口用于输出信号到功率传感器P1至P4。两个4端口装置最好彼此连接。
为了增加操作的(频率)范围，无源4端口装置601，602可以使用离散的元件605，606的电阻网络实现，正如根据图17的实施例中表示的。正如另外示于图17和在下面进一步详细地说明的，输入到无源4端口装置(电阻网络)的一个射频信号可以由本机振荡器电路620提供。
正如图18和19表示的，4端口装置601、602响应电阻网络607、608可以使用分配技术实现。图18和图19的两个例子表示可能的拓扑，其中使用对称的结构。在这两个例子中，使用传输线(例如微带线)作为移相器元件603。无源4端口装置可以如图18所示的作为一个微带环627或者如图19所示的作为一个圆形的微带接线片628实现。
在这两个例子中，取决于应用的中心频率选择直径(而且在图18的情况下的内径)。此外，注意导线宽度沿着该环可以不同。分别地选择在两个端口之间的角度α，β和γ，诸如建立直接地附加到4端口装置的一个端口的输入射频信号和通过作为移相器元件603的传输线来的信号的需要的组合比。利用其他的字，该角度取决于输入射频信号的线性组合设置。对于特定应用，复位角度α，β和γ诸如建立功率传感器P2(例如)仅仅检测射频信号1也是可能的，意味着连接的功率传感器和移相器元件603是隔离的。同时该功率传感器可以接收和检测作为该射频信号和通过移相器元件603接近功率传感器P1的端口的射频信号2的组合值的功率电平。注意，移相器元件603可以以分配技术例如将在下面进一步参见图11说明的多条传输线实现。
图20a表示根据本发明六端口接线装置使用提供用于两个射频信号之间的隔离功能的混合网络660、661的可能的实现。注意，两个三路分离器607，610可以分别地由两个2路分离器通过不同的技术实现。
图20b表示本发明的特定的实施例，其中图16的通用结构通过无源三端口装置和无源功率分配器实现该四端口装置来实现。
图21表示根据图16由电阻元件可能实现的4端口装置601，602。整个4端口装置由如图21所示那样连接的至少四个电阻元件R1至R6实现。在图21的实施例中，选择这些元件以致功率传感器P1仅仅检测来自端口1(4)的射频信号，意味着图21的端口2和端口4最好是隔离的。所示的端口3由功率传感器P2实现。在下列表中，三个不同的案例规范化到从端口1向外看到的输入特性阻抗(通常50欧姆或者75欧姆)给予图21的电阻器的可能的较好的值。注意，认为该情况是该功率传感器一直具有相同的输入阻抗(匹配的)。
此外应注意，功率传感器P1并联连接到电阻器R3，而功率传感器P2串联连接在电阻器R5和地之间，这是较好的实现。
在一些情况下可以略去电阻器R4和R5。然而，成三角形地连接的电阻器R1，R2和R3是重要的。表3
电阻元件的显示值对于实际的实现是特别有利的。
图22表示6端口接线装置(6端口接收机)，根据图20包括对称地连接的两个4端口装置。
图20表示本发明的一个实施例，其中每一个4端口装置601、602包括一个无源功率分配器607和一个无源3端口装置608。无源功率分配器607基本上具有3部分装置的结构。无源3端口装置608起信号组合装置的作用。功率分配器607具有分开输入射频信号的功率为两个方向：
a)向着3端口装置608的输入，起着一个功率组合器的作用，和
b)向着该功率传感器P1的输入。
附加到该功率传感器的端口与附加到3端口装置的端口隔离，意味着仅仅来自3端口装置608的射频信号接近功率传感器P1。当图23的电阻元件满足等式Z1*Z2＝(Z2)2时获得这个特定的实现。
无源3端口装置608、609组合来自无源功率分配器607、610和来自移相器603的射频信号，以便组合的信号可以在功率传感器P2和P3检测。
图23A和23B表示利用电阻元件实现图20的功率分配器607、610和无源3端口装置608、609。正如可以从图23A和23B看到的，无源功率分配器607、610可以利用至少3个电阻元件Z1、Z2和Z3实现。对于由电阻元件Z4、Z5和Z6实现的无源3端口装置608同样是成立的。电阻元件的可能的值(稍后说明三个不同的案例)在规范化为该系统的特性阻抗(通常50欧姆或者75欧姆)的上面的表1中给出。功率传感器P1至P4如在图23A和23B中那样连接。
因此注意，功率传感器并联连接到电阻器Z1和Z2，和功率传感器P2的串联连接在电阻器R5和地之间。
在上面的表中，建议考虑图21、22和23所示的结构的电阻元件的三组值。考虑标称阻抗通常是50欧姆(有时75欧姆)的事实，案例1和2导致电阻值容易实现。这些值在理论上保证在功率传感器和图1中的提供射频信号1和射频信号2的电路的理想输入阻抗(理想匹配或者搜索损耗理想)的情况下建议的拓扑的理想实现。考虑功率传感器P1至P4和该附加电路理想匹配条件下，它遵循：
当两个射频信号具有同样的功率电平时，可以在图6或者图7的功率传感器检测的最大的功率电平等于在同样的图的功率传感器获得的功率电平时，获得情况1。当射频信号接近一些预定的边界时这个将结合非线性情况的自动处理。
情况2被估计为一个理想情况，当信号一和信号二具有同样的输入功率电平时，在图1的信号一和信号二之间任意相移情况下，接近功率传感器一的信号幅度与接近功率传感器二的平均信号幅度相同。情况2非常简单容易实现和给出组合的电阻比值。例如如果特性阻抗是50欧姆，整个无源结构可以由取以下值的电阻器实现：50欧姆，100欧姆，50/3欧姆，也可以通过50欧姆电阻器并联或者串行连接实现。
情况3是考虑当图1的信号一和二具有相同的功率电平和不同的相位时在功率传感器二获得的中间功率是与在功率传感器一检测的功率相同的事实获得的。这个方法导致电阻器值不具有简单实现的电阻值，但是它们进行最佳的功率调整。
下面的表4表示当相对的端口(对于射频信号2的第二输入端口)的参考电平具有与接近第一输入端口(根据图16射频信号1的第一输入端口)的射频电平相同的功率电平时，接近匹配功率传感器、有关射频信号功率电平的功率电平的最小的，最大的和平均值。
注意，在使用匹配检测器二极管的情况下，在检测器二极管最后产生的功率电平可以是较低的，例如4dB。表4在图5，图6，图7的功率传感器1测量输入射频信号(信号1)有关的检测功率电平(从信号2去耦合的)在图6，图7的功率传感器2测量的输入射频信号有关的检测功率电平的最大值在图6，图7的功率传感器2测量的输入射频信号有关的检测功率电平的最大值情况1-7.36-16.9-7.36情况2-9.54-15.56-6.02情况3-8.91-15.9-6.36
正如可以从表4看到的，在情况1的输入射频电平情况下在图16的射频信号1和2的相等功率电平的情况下检测的最低的功率不超过17dB的值和在情况2和情况3的输入射频电平的情况下不超过16dB。根据这些值和功率传感器的最低的功率侦测阈值，这意味着还可以确定要求的LNA放大。可以计算根据本发明应该存在于6端口接线装置的最小的输入射频电平。注意，一般6端口接收机要求比常规的接收机更大的的LNA放大增益，但是同时要求的LO电平理想地是与接近另外的6端口输入的射频信号相同的电平。这意味着例如不是对于一个常规的(外差的)接收机通常要求的10dBLO(本机振荡器)功率，在实施本发明相干直接6端口接收机的情况下，典型地仅仅要求大约-20到-10dB。
如果电阻的，主要地离散的方法被用于4端口装置(或者在3端口装置中的功率分配器)，有两个选择实现相移元件603：
a)使用分配技术，该相移元件603由传输线实现，它不必是直线(它们还可以是像曲线形状的，以便线路的长度减到最小)和
b)使用离散的LC元件。
不同实现的细节在VII部分说明。
当使用本6端口接线装置时或者通常当使用6端口接收机时，该信号的检测质量是一个很重要的问题。这个质量可以定义为有关在该设备中使用的非理想射频子部件检测的不灵敏性。该系统和检测质量的灵敏度受两个输入射频信号的功率比的影响。如果所述射频输入信号的功率比值挨近1，射频子部件的非理想特性的影响较小。因此，如果该(功率或者幅度)比值的范围尽量接近1，这是有利的。根据本发明建议两个解决方案：
设置LO振荡器21的电平为来自另外的信号端口的平均功率电平(检测的射频输入信号)，和
利用另外的输入信号的功率电平的预测，例如通过在下表5所示的过程，联机跟踪LO电路输出电平到在另外的信号端口的输入射频信号的电平。表5表示预测过程选择，其中射频(t)表示在时间样值增量″t″的射频信号功率电平。
表5过程选择号在下一个样值中LO电路功率电平递增：LO(t+1)1 RF(t)2 2 RF(t)-RF(t-1)3 RF(t)-3 RF(t-1)+3 RF(t-2)
注意，使用多项式外插法该过程选择可以进一步扩展，但是在这种情况下要求另外的计算。
建议的6端口连接拓扑的优点是射频信号功率和LO电路功率的信息是联机可用的，而无需计算工作量，使得功率电平的实时跟踪是可能的。
概括地讲，本机振荡器电路20的功率控制功能可以通过：设置LO电路信号电平来执行，诸如使用表3描述的过程选择使符合在输入时间样值中的另外的信号的预期功率电平，其中表3描述的过程的简单的解决方案特征是设置LO电路信号电平的时间增量(n+1)与在时间增量(n)的射频信号输入电平相同，或者设置LO电路信号功率电平为平均射频信号功率电平，其中该平均过程可以联机进行。
根据本发明的6端口接线装置特别地适用于直接的6端口接收机的使用情况。
V.根据本发明使用n端口接线装置的解调器(图24到图30)
在下面将参见图24到图30说明n端口接线装置例如如何可用作I/Q解调器，其中该说明将参见所示的四端口接线装置和五端口接线装置的例子进行。
图25的结构是一个直接接收机结构或者基于分配给四端口接线装置701的两个端口的两个功率检测器P1，P2的I/Q解调器。附加到LO实体735的开关751的开关时间应该比符号持续时间变化快两倍，这是通过调制输入射频信号施加的。符号持续时间可以定义为调制信号不变化的时间。在符号持续时间的第一部分，开关(在LO附加到四端口连接的端口)是处于50欧姆(或者其它系统负载，如75欧姆)，以便两个功率检测器获得有关射频信号功率的直接的信息，但是具有两个不同的常数。
我们假定在符号持续时间期间射频信号具有值S1，和LO具有信号合成的值S2象在公式(1)和(2)中那样。在这个过程内，获得在四端口连接内的有关射频功率电平的信息和有关非理想射频部件的部分地传输属性的信息。在下半个符号持续时间中，开关“接通”，允许LO信号(其功率电平是知道的)连同射频信号接近四端口连接。在这时两个功率检测器检测射频和LO信号的合成和的两个功率电平，(v1和v2，在公式(4)和(5)中描述)。在获得这个信息连同传递函数值和射频信号的功率电平之后，在LO信号和射频信号之间的相对合成定额可以使用最后的公式(18)和(19)计算。这个计算可以在功率传感器一和二取样直流信号以后在数字域进行。该方法的大的优点是联机执行校准和不要求另外的数字处理工作。I/Q输出可以通过模拟处理获得，减少数字处理要求。
应该注意，提出的公式是涉及传送系数仅仅取实值时的情况，象在四端口连接的电阻的解决方案那样。在合成值的情况下，系统的满校准(意味着获得传送系数的合成值)将要求二组或者二组以上的两个已知信号同时接近两个射频端口。这个可以通过以LO信号供给在第二端口的四端口结构和供给RI；在第一端口具有预定序列的信号(两个或者两个以上不同的相位)理想地没有噪声。具有预定序列的射频信号也可以选择地通过供给在第一端口的由具有两个(或者两个以上)不同的相移值的不同的移相器处理的LO信号和在第二端口没有任何相移的LO信号实现。
获得I/Q输出的整个系统在公式方框(1)到(19)中提供。表1包含在该公式方框(1)到(19)中出现的所有变量的图例。S1＝S0dej_ (1)S2＝S0 (2)I＝dcos_ Q＝dsin_ (3)v1＝k11s1+k12e-jθS2 (4)v2＝k21e-jθS1+k22S2 (5)PRF＝C|S1|2；PLO＝C|S2|2 (6)P110=P1(S1,0)=k112PRF;P210=P2(S1,0)=k212PRF---(11)]]>P102=P1(0,S2)=k122PLO;P202=P2(0,S2)=k222PLO---(12)]]>P120=P1(S2,0)=k112PLO;P220=P2(S2,0)=k212PLO---(13)]]>P10=P010+P102;P1A=2P120P102---(14)]]>P20=P210+P202;P2A=2P220P202---(15)]]>I=P2-P202P2Acosθ+P1-P102P1Acosθ---(18)]]>Q=P2-P202P2Asinθ-P1-P102P1Asinθ---(19)]]>表6.使用变量的图例 s1 要I/Q解调的后者由数字处理单元在数字域进一步处 理的射频信号 s2 已知的、具有恒定幅度和恒定相位的LO(第二射频信 号) d 幅度比 _ 相位比 v1 接近功率传感器1的信号 v2 接近功率传感器2的信号 k11 s1到功率检测器1的传送函数 k12 s2到功率检测器1的传送函数 k21 s1到功率检测器2的传送函数 k22 s2到功率检测器2的传送函数 Θ 移相器提供的电相移 PRF 射频功率 PLO LO功率 C 常数 P1 在第一功率检测器之后作为直流信号检测的功率电 平 P2 在第二功率检测器之后作为直流信号检测的功率电 平 P1(s1，0) 仅仅在信号s1提供给第一端口和端口2转换到50欧 姆负载时，在第一功率检测器检测的功率电平。这是 执行直接联机校准的方式。 P2(s1，0) 仅仅在信号s1提供给第一端口和端口2转换到50欧 姆负载时，在第二功率检测器检测的功率电平。这是 执行直接联机校准的方式 P1(0，s2) 仅仅在信号s2提供给第一端口和端口1转换到50欧 姆负载时，在第一功率检测器检测的功率电平。这是 执行直接校准的方式，但是如果我们假定在操作期间 LO的功率电平无需变化，则只执行一次。 P2(0，s2) 仅仅在信号s2提供给第一端口和端口1转换到50欧姆负载时，在第一功率检测器检测的功率电平。这是执行直接校准的方式。在制造过程中这例如只进行一次。P1(s2，0)仅仅在完全知道的信号s2(LO源)提供给第一端口和第二端口转换到50欧姆负载时，在第一功率检测器检测的功率电平。这是如何在端口1校准传送函数的另外的方式和不要求另外的射频源输入。这只能进行一次(例如在制造过程中)。P2(s2，0)仅仅在完全知道的信号s2(LO源)提供给第一端口和第二端口转换到50欧姆负载时，在第二功率检测器检测的功率电平。这是如何在端口1校准传送函数的另外的方式和不要求另外的射频源输入。这只能进行一次(例如在制造过程中)。
现在说明基于五端口接线装置的I/Q解调器。
利用天线726接收已调制的射频信号。作为例子，接收的射频信号可以是(m)PSK或者(n)QAM，最好是QPSK调制。接收的信号可以通过第一下变换级727。然而应注意，所述第一下变换级727仅仅是任选的。然后该信号通过带通滤波器(BPF)728和提供给增益控制的LNA(低噪声放大器)729。LNA729的增益是由控制单元730控制的。LNA729的输出信号(信号1)馈送给五端口接线装置1的第一输入。五端口接线装置1的第二输入连接一个增益控制的本机振荡器720、735，其中该控制单元730完成对本机振荡器720的频率/相位控制。本机振荡器720、735的增益控制的输出信号提供作为到五端口接线装置701的第二输入的信号702。
五端口接线装置701以线性组合方式组合两个输入信号701、信号702和输出三个信号，其中五端口接线装置1的输出信号的模拟功率值是由功率检测器P1、P2和P3检测。功率检测器P1、P2和P3的内部结构将在后面说明。本机振荡器电路720的内部结构也将在后面说明。功率检测器P1、P2、P3的输出信号作为选择可以是低通滤波的704。
做为选择，功率检测器P1、P2和P3的输出信号可以直接地输入到模拟电路板702。模拟电路板702利用控制总线734连接到控制单元730。模拟电路板提供两个输出信号，其中输出信号之一提供该接收的调制射频信号的I分量，而另外一个输出信号表示该接收的调制射频信号的Q分量。在模拟电路板702的输出信号提供给I/Q输出电路733之前，作为选择它们可以是低通滤波的731。在I/Q输出电路733中，例如可以实现输入I和Q分量的模-数转换。
本机振荡器电路的增益控制735是任选的。
控制总线734传送对DC放大器增益和包含在模拟电路板702中的可调整的直流电压源控制的控制信号，模拟电路板702将在后面详细地说明。注意，该控制总线734也是任选的。
注意根据本发明的I/Q解调是以纯模拟方式执行的。
图28表示模拟电路板702的内部结构。功率检测器P1、P2、P3的输出信号作为选择可以是滤波的704，分别地输入到具有可调整的增益G1、G2、G3的放大器706。因此具有可调整增益的放大器706的增益作为选择可以由连接到控制单元730的控制总线734控制。此外，提供可调整的直流电压源705，它也利用连接到控制单元730的控制总线734控制。具有可调整增益SG1、SG2和SG3的放大器6的输出信号以及来自直流电压源5的直流电压SG4输入到包含模拟电路703的一个子板。子板703也可以利用连接到控制单元730的控制总线734控制。子板703输出接收的调制射频信号的I/Q分量。注意，具有可调整增益的放大器706是任选的并且最好是能够处理接收的标称信道带宽的直流放大器。
在该模拟电路板用于与六端口接线装置而不是该直流电压组合的情况下，提供从第四功率传感器P4发出的输出信号。
图29表示包含在模拟电路板702中的子板703的内部结构。输入信号SG1、SG2、SG3和SG4分别地在至少两个分支中分别利用功能的分配器707分开。然后作为选择每一分支个别地由直流放大器708放大，其中增益g1、g2、g3、g4、g5、g6、g7、g8也可以由控制单元730利用控制总线734控制的。然后放大的分支信号以矩阵方式提供给减法/加法电路709，其中减法/加法电路709的两个输出信号分别提供给加法电路710。加法电路710之一输出这样解调的射频信号的I分量，而另一个加法电路710输出其Q分量。
图30表示修改的子板703。如图30所示的，四个信号SG1、SG2、SG3和SG4由分配器707分别地分开为至少两个分支(在所示的情况为两个分支)。通过分配器707的分支输出给予减法/加法电路711。减法/加法电路711输出信号，这些信号个别地由具有可调整增益g1、g2、g3、g4的放大器712放大，其中增益可以各个地由连接到控制单元730的控制总线734控制。放大的输出信号给予两个加法电路713，其中加法电路713之一输出接收的调制射频信号的I分量，而另一个加法电路713输出其Q分量。
我们可以考虑在当S1提供射频信号的调制和信号S2提供LO振荡器的合成值时的情况中的下列的关系(在下列公式中LO的参考相位认为是零)。
S1＝S0dej_ (1)
S2＝S0 (2)
实际上I/Q解调器检测信号S1和S2的合成比值，或者涉及本地振荡器的相对的幅度和相位。幅度比值是d，而_代表相位差。 I＝dcos_ Q＝dsin_ (3)
图30的拓扑产生下列合成值(v1、v2和v3)，这些值接近功率传感器。系数Kmw表示从端口n到功率传感器端口m的传递函数。
v1＝k11s1，k12＝0 (4)
v2＝k21s1+k22e-jθs2 (5)
v3＝k31e-jθs1+k32s2 (6)
v1＝k11s0dej_ (7)
v2＝k21s0dej_+k22s0e-jθ (8)
v3＝k31s0dej(_-θ)+k32s0 (9)
我们假定信号S2具有常数值，例如意味着LO不改变其信号功率电平。在这种情况下，我们可以引入新的变量Vdc，如在(10)中那样。
Vdc＝C|s2|2＝CS-设置的直流电压 (10)P1=C|v1|2=Ck112S02d2---(11)]]>
P1、P2和P3是低频(准直流电压)，在由理想的二极管功率检测之后存在(见图13)。的***的值对应于图5的相移值。
实现公式(3)我们得到最后的公式(16)和(17)。I=-k21k32+k22k314k21k31cosθ-k21k32+k22k314k112k22k32V∝cosθP1+14k21k22V∝cosθP2+14k31k32V∝cosθP3---(16)]]>Q=-k21k32-k22k314k21k31sinθ+k21k32-k22k314k112k22k32V∝sinθP1-14k21k22V∝sinθP2+14k31k32V∝sinθP3---(17)]]>
在特殊情况下，当相移是45°时，对于：
θ＝45°；k12＝0；
我们可得到I和Q输出的简化公式(18)和(19)I=-524V∝(V∝+P1)+42V∝(P2+P3)---(18)]]>Q=-324V∝(V∝-P1)+42V∝(P2-P3)---(19)]]>
VI.n端口接线装置的校准(图31)
现在参见图31通过例子说明根据本发明n端口接线装置的校准过程，其中n端口接线装置是一个五端口接线装置401。
在下面说明校准五端口接线装置的方法。
该校准过程可以以两个步骤进行。一周期的校准过程是对感兴趣的预定的LO功率电平和对于规定的主要频率进行的。
第一步：
在五端口接线装置的输入(例如图1中的射频信号1)，馈送预定的信号序列。这个预定的校准信号最好是以至少五个不同的相位日期进行PSK调制并且后面跟着具有不同的功率电平和任意相位的信号。本机振荡器的功率电平(计算校准系数需要的)是大致知道的。作为校准过程的结果，计算该校准系数以便克服非理想的射频电路。
第二步骤：
另外两个信号(具有至少两个不同相位的W信号)馈送给该电路，在前面步骤应用该校准系数之后，计算另外的两个校准系数(合成的号码)，它补偿该输入LO幅度和相位的假定值到在该特定设备的实际值。另外的校准系数的计算公式可以表示如下：
正确的值＝检测值(具有标准校准系数)x AA(复数)+BB(复数)
这可以以算术方法表示成一个合成的线性变换。
注意另外的校准还可以用于处理相移值的补偿，这是当移相器移动具有频率依赖于相移的信号时和当电路的校准仅仅在一个频率进行时的情况。
注意，如果在该设备操作期间LO功率变化，则该校准过程(步骤2)应该重复和应该存储涉及该线性变换的合成的系数。
图31表示根据本发明用于校准输入/输出解调器的一个设备。因此产生预定的校准序列745。预定的校准序列上变换746和馈送给五端口接线装置701的一个输入(而不是在校准过程期间的接收信号)。
根据第一实施例，数字信号处理单元719比较预定的校准序列与实际检测的I/Q分量，以便估计补偿五端口接线装置701特别不完备需要的放大器的增益。一旦该校准已经完成，估计的放大器增益的值储存在控制单元的存储器747中。
上变换器746变换产生的预定的校准序列为期望由天线726接收的频率。根据本发明上变频器方框746可以是包含I/Q解调器的收发信机的一部分。
根据一个实施例，数字信号处理单元719和校准序列发生器745可以是附加到I/Q解调器的一个内部方框(放置在与模拟电路板702和五端口接线装置701相同的芯片上)。
正如在图31中以虚线表示的，根据本发明的另一个实施例，根据本发明用于校准I/Q解调器，功率检测器P1、P2、P3的模拟输出信号可以由模-数转换器714A/D变换，和模-数转换器714的数字化信号可以输入到DSP719，用于校准增益的计算。模-数转换器714最好具有高分辨率(至少十二比特)，但是不需要非常快。依据这个实施例，模-数转换器714、DSP单元719和校准序列发生器745可以是仅仅当制造的I/Q解调器时附加的一个外部的方框。在本例中，当制造I/Q解调器时，附加模-数转换器714以便控制I/Q解调器的管脚(未表示)，同时包含预定的校准序列的校准信号馈送给五端口接线装置701的一个输入。
校准技术的第二实施例在该调制方法的情况下是有利的，该调制方法被用于该接收信号(天线726)预先是不知道的。
然而，如果该调制具有已知状态，正如用于(m)PSK，(n)QAM和最好在使用QPSK和该信道不快速变化时的情况，第一实施例是首选的。
I/Q输出电路733向下可以提供另外的直流放大器。此外可使用另外的网络，根据I和Q输出，I/Q输出电路733向下执行该信号的幅度和相位的模拟处理计算。
VII.本发明n端口接线装置的元件的内部结构(图32到图37)
在32A至32C中示出以微带技术可能实现的分配元件。因此图32A表示具有微带环829的无源功率分配器的实现。图32B表示具有微带接线片830的无源功率分配器的实现，而图32C表示由具有可选择的匹配电路的微带技术的无源三端口装置的实现。
微带环和微带圆形接线片的角度α和β是以保证附加到功率传感器P1的端口和无源三端口装置隔离的方法选择的。注意，该环和该接线片的直径和角度是根据感兴趣的特定频率选择的，此外沿着该环的导线宽度可以变化。而且在三端口装置的图32C的微带实现中可以使用不同的导线宽度。
图33表示建议的分配器技术作为共平面波导技术而不是施加在无源三端口装置的微带线技术的实现方法。
如果电阻的、主要地离散的方法被用于四端口装置(或者在三端口装置中的功率分配器)，有两个选择实现该相移元件。
a)使用图36所示的分配技术，相移元件是由传输线817、818实现的，该传输线不必是直线(它们也可以是曲线形状的，以便将该线路长度减到最小)，和
b)使用图34所示的离散的LC元件。
在图34A至34C中，表示三个不同的案例。如图34A所示的，相移元件可以由构成一个LC网络810的至少一个电感L3和一个电容器C3实现。
如图34B所示的，该相移元件可以由包括两个电容器C1和一个电感L1的″PI″型LC网络811实现。
如图34C所示的，该相移元件可以由包括连接成T形状的两个电感L1、L2和一个电容器C2的T-LC网络实现。
在图35中，表示一个功率传感器Px(0＜x＜4；x是一个整数)的内部结构。功率传感器Px基本上包括至少一个检测器二极管813，一个可选择的匹配网络814，一个可选择的偏压元件815和提供二极管特性的温度补偿的一个可选择的补偿硬件816。可选择的匹配网络814最好由频率无关的元件(更可取地使用电阻元件)实现和负责的变换功率传感器输入阻抗为与该系统特性阻抗(通常50欧姆或者75欧姆)相同的值。当根据使用的二极管处理的技术和外部系统要求应用时，偏压元件815给予增加检测器二极管813灵敏度的可能性。可选择的补偿硬件816可以自动地修改检测功率的信息(通常是D/C电压)，以便如果检测的信号超过先前分配的电压边界时将温度影响或者二极管非线性减到最小。当然这个功能也可以在数字信号处理单元826中使用测量的功率值计算两个输入射频信号的合成比值的软件校正获得。
图36A至36C表示在分配技术中相移元件的可能的实现方法。根据图36A，该相移元件可以由一个微带线817实现。如图36B所示的，该相移元件可以由共平面的带818实现。如图36C所示，做为选择该相移元件803可以作为一个共平面的波导819实现。
如果根据本发明的五端口接线装置用作五端口直接的接收机，通常该射频馈送入该电路的一个端口(见图1)由图37中标号20的本机振荡器(LO)电路馈送。LO电路820包括一个本机振荡器821和作为选择的一个功率控制硬件方框823，一个PLL方框824，一个频率控制方框825和具有如图37所示的隔离器功能的一个方框822。
注意五端口直接接收机和经典的六端口直接接收机拓扑之间的主要差别是五端口拓扑不需要测量(联机)本机振荡器21的功率电平。使用这个方法，在射频侧(较少电阻器或者较少射频电路)和在基带侧(信号音模-数转换器可以获得较少相关的放大器和压缩低通滤波器)可以获得一个明显简单的拓扑。有关输入LO功率电平的必要的信息由校准处理获得，这可以脱机或者联机进行(根据设备制造和综合相位)。如果锁定和振荡器821的功率不改变，这个特别有优点。在任何情况下，当使用本发明时，校准过程对于所有的本机振荡器功率电平是可取的。
建议的五端口拓扑用于如直接五端口接收机的使用情况。特别描述和建议应用作为宽带频率应用的解决方案。如果利用具有建议的技术的离散的解决方案技术，宽带频率解决方案也可能用于10GHz以下的较低的频率范围。建议的拓扑将在离散的和分配解决方案二者中要求的表面减到最小，此外它可以由简单的电阻器拓扑实现。建议的五端口拓扑与经典的六端口拓扑相比要求较少电路，但是可能需要校准，以便减少有关LO功率电平信息的影响。根据本发明的拓扑在本机振荡器821的功率电平不变化或者具有一个预先编程的固定值的情况是特别有意义的，这意味着根据本发明在接近五端口连接结构的输入端口之前输入射频信号受AGC或者可编程的步长衰减器的影响的情况。