用于多码单输入单输出和多输入多输出并行信道的签名序列选择、系统值比特加载和能量分配的方法及装置.pdf

公开了一种通过具有K个并行单输入单输出或多输入多输出信道的无线数据传输系统传输数据的方法，该方法包括通过使用多个签名序列来扩展数据并通过第一组K-m个信道以每个符号bp+1比特的速率传输数据，并通过第二组m个信道以每个符号6比特的速率传输数据。

权利要求书
1.  一种通过具有K个并行单输入单输出或多输入多输出信道的无线电数据传输系统传输数据的方法，所述方法包括通过使用多个签名序列S来扩展数据，且通过第一组K-m个信道以每个符号bp比特的速率传输数据，并通过第二组m个信道以每个符号bp+1比特的速率传输数据；
其中，所述签名序列的总数量大于1，并且等于接收天线的数量和处理增益N的乘积，所述处理增益N被用来扩展系统信号；
其中，使用频率选择性多径无线信道的信道脉冲响应的格拉姆矩阵Q＝HHH来确定扩展签名序列S，
其中，通过使用特定信道脉冲响应矩阵Hi，j构成矩阵H=H1,1H1,2H2,1H2,2,]]>来获得所述信道脉冲响应矩阵H，其中Hi，j被定义为针对一对发射天线i和接收天线j的多径卷积矩阵，其中i和j为大于或等于1的整数，
并且，其中通过将所述格拉姆矩阵Q分解为其本征向量V，即Q＝VDVH，并且接着设置S＝V而获得所述签名序列S，其中D是本征值矩阵；
其中，通过使用注水法来确定传输信道的最优数量，其中对签名序列矩阵S进行排序，以使得作为D的对角线元素的信道增益|hk|2表现为递减的顺序，并且使用k＝1，…，K来计算用于信道k的匹配滤波器信道-SNIR gk，其中2σ2是双边噪声功率谱密度为的系统中每个信道的噪声，其中以及
其中，通过以下步骤确定将要使用的所述签名序列的最优数量K*：首先将K*设置为K*＝K，并且计算注水能量k＝1，…，K*，接着测试用于最后信道K*的能量以检查所述能量是否为负，对于负能量的情况，所述最优数量K*被设置为(K*-1)，并且重复能量计算处理，直到所有能量都为正；对于得到的K*个信道，对所述签名序列进行重排序，使得相应的信道增益|hk|2表现为递增的顺序，以及对解扩展序列矩阵进行重组，以使得S=s→1...s→K*=S1S2,]]>其中由N×K*阶矩阵所给出的签名序列被用来加载附加于第一发射天线的第一K*个扩展单元，而所给出的签名序列被用来加载附加于第二发射天线的第二K*个扩展单元。

2.  根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括通过以下步骤确定用于在所述第一组K-m个信道中传输数据的最优数据速率bp：
计算系统值其中一个或多个发射器具有总体可用能量ET，其被认为是均匀分布于K*个并行信道上，从而计算总体系统值λT,max=ETK*Σk=1K*q→kHC-1q→k]]>和平均系统值λmean=λT,maxK*;]]>
通过满足不等式λ*(bp)≤λmean<λ*(bp+1)来获得所述最优传输速率bp，其中所述第一(K*-m)个信道的目标系统值为而剩余m个信道的目标系统值为其中术语г是间隙值，协方差矩阵由C=ETK*QeQeH+2σ2INr(N+L-1)]]>给出，接收器匹配滤波系数由Q=HS=q&RightArrow;1...q&RightArrow;K]]>给出，扩展的匹配滤波接收器签名序列矩阵由Qe＝[HS，HPrevS，HNextS]给出，
并且其中，对于单输入单输出系统，HPrev＝(JT)NH和HNext＝JNH，
对于多输入多输出系统，HPrev=(JT)NH1,1(JT)NH1,2(JT)NH2,1(JT)NH2,2]]>而HNext=JNH1,1JNH1,2JNH2,1JNH2,2,]]>其中J是由J=01×(N+L-2)0I(N+L-2)0(N+L-2)×1]]>形成的((N+L-1)×(N+L-1))阶矩阵，术语N是扩展序列长度，L是信道脉冲响应长度；
所述方法进一步包括通过寻找满足不等式(K*-m)λ*(bp)+mλ*(bp+1)<λT，max的最大整数值来确定信道的数量m，其中K*个并行信道的总传输速率是每个符号RT＝(K*-m)bp+mbp+1比特。

3.  根据权利要求2所述的方法，其特征在于，进一步包括通过以下步骤确定要分配给所述第一和第二组信道的能量，从而最大化所述总传输速率RT＝(K*-m)bp+mbp+1：
迭代求解能量等式：Ek,i+1(bp)=λ*(bp)[QH(QeAe,i2QeH+2σ2INr(N+L-1))-1Q]k,k,]]>其中k＝1，…，(K-m)，以及Ek,i+1(bp+1)=λ*(bp+1)[QH(QeAe,i2QeH+2σ2INr(N+L-1))-1Q]k,k,]]>其中k分别满足k＝1，…，(K-m)和k＝(K-m+1)，…K；
接着迭代地构造能量向量并且设置i＝i+1，以及构造扩展幅度平方矩阵为Ae,i2=DiagE&RightArrow;iE&RightArrow;iE&RightArrow;i,]]>并且重复所述能量计算迭代，直到Ek，i＝Ek，(i-1)或达到迭代的给定最大数量Imax。

4.  根据权利要求2所述的方法，其特征在于，为了最大化总传输速率RT＝(K*-m)bp+mbp+1，进一步包括通过以下步骤来确定要被分配给连续干扰消除的单输入单输出或多输入多输出接收器的能量：
当使用主参数逆协方差矩阵时，其中在所述能量计算处理期间所述逆协方差矩阵从一个信道变换到另一个信道，且对于第一信道k＝1，可用的逆协方差矩阵是C0-1=(2σ2)-1INr(N+L-1),]]>计算距离向量使得d&RightArrow;=Ck-1-1q&RightArrow;k,d&RightArrow;1=Ck-1-1q&RightArrow;k,1,]]>d&RightArrow;2=Ck-1-1q&RightArrow;k,2,]]>其中q&RightArrow;k,1=HPrevs&RightArrow;k,q&RightArrow;k,2=HNexts&RightArrow;k,]]>进一步计算加权因子ξ，ξ1，ξ2，ξ3，ξ4，使得ξ=d&RightArrow;Hq&RightArrow;k,ξ1=d&RightArrow;1Hq&RightArrow;k,1,ξ2=d&RightArrow;2Hq&RightArrow;k,2,ξ3=d&RightArrow;Hq&RightArrow;k,1,]]>当通过所述信道k以每个符号bp比特的速率和的目标SNR传输数据时求解迭代能量等式Ek,i=Γ(2yk-1)ξ-Ek,(i-1)(|ξ3|21+Ek,(i-1)ξ1+|ξ4|21+Ek,(i-1)ξ2);]]>
接着使用所分配的能量Ek通过以下等式来计算逆协方差矩阵
Ck-1=Ck-1-1-ζd&RightArrow;d&RightArrow;H-(ζ1+ζζ12|ζ3|2)d&RightArrow;1d&RightArrow;1H-(ζ2+ζζ22|ζ4|2)d&RightArrow;2d&RightArrow;2H+ζζ1(ξ3d&RightArrow;d&RightArrow;1H+ξ3*(d&RightArrow;d&RightArrow;1H)H)+ζζ2(ξ4d&RightArrow;d&RightArrow;2H+ξ4*(d&RightArrow;d&RightArrow;2H)H)-ζζ1ζ2(ξ3ξ4*d&RightArrow;2d&RightArrow;1H+(ξ3ξ4*)*(d&RightArrow;2d&RightArrow;1H)H).,]]>
其中矩阵加权因子ζ，ζ1和ζ2定义为ζ=Ek1+Γ(2bp-1),ζ1Ek1+Ekξ1]]>和ζ2=Ek1+Ekξ2;]]>
接着如果k<K*，则更新k＝k+1，重复所述迭代能量计算和所述逆协方差计算，直到k＝K*。

5.  根据权利要求4所述的方法，其特征在于，进一步包括采用连续干扰计算接收器，用于所述连续干扰计算接收器的解扩展滤波器系数被通过下述方式计算：使用MMSE均衡器系数等式k＝1，…，K*以产生所述解扩展滤波器系数向量，所述解扩展滤波器系数向量是2(N+L-1)列的向量，其被用来构建2(N+L-1)×K*阶的解扩展滤波器矩阵W=W1W2=[w&RightArrow;1,w&RightArrow;2,...w&RightArrow;k,w&RightArrow;K*]]]>和两个(N+L-1)×K*阶的解扩展序列矩阵和这两个解扩展序列矩阵被用作第一接收天线的输出中的第一解扩展滤波器系数集合和第二天线的输出中的第二解扩展滤波器系数集合k＝K*，…，1，以解扩展两个信号集合，并且接着将所述解扩展信号相加以在每对接收天线的输出产生解调信号，并且在当移除来自所检测信号的干扰以连续地检测发射数据时，产生出现在接收天线的芯片匹配滤波器的输出处的信号的版本。

6.  一种发射器，被配置为执行根据前述权利要求中任一项所述的方法。

7.  一种接收器，被配置为执行根据权利要求1-5中的任一项所述的方法。

8.  一种电信系统，包括根据权利要求6所述的发射器和一个或多个根据权利要求7所述的接收器。

9.  一种实质上如同此处参照附图的任意组合所描述及表示的传输数据的方法。

10.  一种实质上如同此处参照附图的任意组合所描述及表示的发射器装置。

11.  一种实质上如同此处参照附图的任意组合所描述及表示的接收器装置。

说明书用于多码单输入单输出和多输入多输出并行信道的签名序列选择、系统值比特加载和能量分配的方法及装置
技术领域
本发明涉及一种通过单输入单输出(SISO)和多输入多输出(MIMO)的多码和多信道系统来提供通信的基站设备以及方法。其可以适用于但非限于高速下行链路分组接入(HSDPA)通信系统的码分多址(CDMA)SISO和MIMO系统的签名序列分配、比特加载和能量分配。
背景技术
已有诸多方法被提出以用于使用CDMA多码传输方案运作的移动无线系统和设备，其旨在实现组成系统的多个链路的容量提升。诸如使用多码扩展序列传输的MIMO HSDPA系统[1]的最新无线技术已被设计为将实际可实现的总容量实质地提高到更接近于理论上限[2]。对于具体确定的信道脉冲响应，可以通过使用公知的注水法(water filling method)来调整传输能量和每个扩展序列的数据速率，以达到多码传输系统的总容量上限。
可替换地，当采用最优签名序列作为具有相同能量分配的扩展序列，以传输每个信道不相等的数据速率时，也可以达到最大总容量。然而，提供不相等的离散比特速率以达到具有相等能量加载的最大总容量并非实际可行的实现方式。当总能量被不相等地分配，从而使用在[22]中所描述的两组方案，为HSDPA SISO系统的每个信道加载相等的比特速率时，也可达到近似最大总容量。WO2010/106330[22]提供了一种用于HSDPA下行链路传输的比特加载(bit loading)和能量分配的方法及设备。使得具有不相等能量加载使得总容量最大化，可能需要受约束的优化，其通常需要迭代处理以确定比特速率和能量。本发明通过提供用于SISO和MIMO系统的签名序列选择、比特加载和能量分配而改进较早的技术，当估计用于通过移动无线系统的HSDPA下行链路传输的传输比特速率时，其不使用迭代能量分配。
已有许多描述涉及HSPDA和HSPDA MIMO链路(包括移动无线网络)的方法和设备的专利文献[3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17,18,19,20,21,22]，它们的目标是提高链路的传输容量。已查看了一些专利以确认是否已有任何以下技术的方案被认为是现有专利文献的一部分：当运作于HSDPA多码SISO和MIMO系统时，不使用迭代能量分配 方法，而是使用不相等能量分配来分配传输比特速率。
US2011/0019629[3]公开了一种用于为在RNC(无线网络控制器)和UE(用户设备)之间建立的HSPDA连接选择传输技术(MIMO或非MIMO)的方法，传输技术的选择取决于所述UE的移动性，其中在RNC中测量UE的移动性随着UE位置变化而产生的变化。
US2010/0296446[4]公开了一种通信设备，其被配置为在多输入多输出(MIMO)和双小区高速下行链路分组接入(DC HSDPA)之间进行动态切换。
US2010/0238886[5]公开了一种用于无线通信的方法、设备和计算机程序产品，其中在上行链路信道中可以利用单个信道化码(channelization code)以提供相应于DC-HSDPA+MIMO的HARQACK/NACK响应。在这里，信道化码集合包括四个码字组，每个码字组相应于一种情况，其中在两个下行链路载波中的每一个中，节点B调度单传输块或双传输块。
US2009/0161690[6]提供了一种用于在单信道MIMO系统中进行信道估计的方法和系统，该单信道MIMO系统包括用于无线系统中的WCDMA/HSPDA的两个发射和多个接收天线。
US2009/0135893[7]提供了一种方法，其包括为接收自多个发射天线的用于多个信道的多个空间复用的通信信号建立模型。
US2006/0072514[8]公开在接收器中处理信号的方法和系统，其包括通过M个接收天线接收空间复用的信号。
US2006/0072607[9]提供了一种用于在单信道MIMO系统中进行信道估计的方法和系统，该单信道MIMO系统包括用于无线系统中的WCDMA/HSDPA的两个发射和多个接收天线。
US2006/0072629[10]提供了用于实现无插入损耗的单加权单信道MIMO系统的多个方面，其可以包括生成至少一个控制信号，该控制信号被利用来控制在WCDMA和/或HSDPA系统中接收到的多个信号中的至少一个。
US2010/0254315[11]公开了一种用于当终端报告节点B接收容量信息时指示HSDPA中的调制模式的方法，该信息用于确定传输块大小、调制模式和码信道资源。
US2010/0234058[12]公开了一种用于在无线通信网络中预测关于下行链路信道的信道质量的方法和设置。无线电基站(RBS)通过下行链路信道传输数据到一个或多个用户设备(UE)，每个用户设备通过上行链路信道传输信道质量指示符到RBS。RBS从接收到的信道质量指示符中得到需要的下行链路传输功率，并且基于接收到的信道质量指示符预测用于下一个下行链路传输的信道质量。
US2010/0208635[13]公开了一种用于与移动设备进行通信的设备。该设备包括发射器。发射器传输第一调制方案、第一传输块大小和第一冗余版本到移动设备。第一传输块大小由第一数量的比特表示，第一冗余版本由第二数量的比特表示。发射器基于第一调制方案传输分组到利用HSDPA系统的移动设备。
US2010/0322224[14]提供了一种允许在高速下行链路分组接入(HSDPA)系统中进行信道容量估计的服务器和终端，以及一种用于控制服务器和终端的方法。更具体的，当在HSDPA网络中的两个终端之间传输数据时，服务器端可以传输相同大小的分组对，并且客户端可以测量分组对之间的时间差，从而进行滤波。根据该方案可以估计信道容量。
US2010/0311433[15]公开了一种用于与用户设备(UE)进行无线通信的电信系统，该电信系统包括无线网络控制器(RNC)和节点B(NB)。RNC建立增强的专用传输信道(E-DCH)，其支持从用户终端(UE)到NB的具有确定的最大数据速率的上行链路数据流量。RNC进一步建立高速DL共享信道(HS-DSCH)，其支持从NB到用户终端的具有确定的最大数据速率的下行链路数据流量。
US2010/0298018[16]公开了一种向次级站指示在预定多个传输资源中的至少一个可用传输资源的集合的方法，每个集合由用于HSDPA系统的多个参数所描述。
US2008/0299985[17]公开了一种为多载波HSDPA分配下行链路流量信道资源的方法，该方法包括：首先，选择具有最佳信道条件的载波；确定该载波是否满足下行链路流量信道的资源分配要求，如果是，将满足下行链路流量信道的资源分配到该载波上；否则，将该载波的可用资源分配给下行链路流量信道，并且根据下行链路流量信道的剩余资源分配要求，从剩余载波中选择具有最佳信道条件的载波用于资源分配。
US2007/0091853[18]公开了一种传输单元，其包括接收用于在至少一个第一信道上传输被调度的第一数据(DATA2，DATA3)的第一单元(CM_SCHDR)，用于第一信道的响应于各个闭环功率调节信号(TCP_CMD)的功率控制单元(PWR_CTRL)，在功率控制单元的控制下，至少改变的传输功率比率被限制为每个时间单元预定的值，分组数据调度器(HS_SCHDR)调度诸如HSDPA数据的第二数据分组(DATA1)。
US2007/0072612[19]公开了一种基于HSDPA(高速下行链路分组接入)系统的具有高速分组通信功能的无线(广播)通信系统，该无线通信系统包括基站控制设备，该基站控制设备包括从切换资源基站接收数据的单元。
US2006/0252446[20]公开了一种用于设置高速下行链路分组接入(HSDPA)业务的功率限制的方法和设备。在包括多个小区的无线通信系统中，每个小区支持通过至少一个专用信道(DCH)和HSDPA信道的传输，并且其受限于最大下行链路传输功率限制。
US2006/0246939[21]涉及一种无线通信网络，以及一种通信设备在进行彼此之间的通信时选择它们的传输功率的方法。更具体地，该发明涉及一种控制在基于UMTS标准的无线通信网络中的第一通信设备的传输功率的方法，第一通信设备已建立了到第二通信设备的HSDPA连接，其中第一传输时间间隔(ttil)中的HSDPA传输功率和随后的第二传输时间间隔(tti2)中的HSDPA传输功率之间差的绝对值被选择为小于预定值(v)。
主要问题
本发明所解决的主要问题在于改进W02010/106330[22]中所描述的两组[25,26,27,28,29,30,31,32,33,34,35,36]资源分配方案，该方案已被显示为产生接近最优的系统吞吐量。当实施以下针对给定的总约束能量ET的受约束的优化方案时，该方法在两组信道上加载总能量以实现两个相邻的离散比特速率，即每个符号bp和bp+1比特，
max RT＝(K-m)bp+mbp+1    (1)
满足：
Esum=Σk=1KEk≤ET,]]>
最初构建两组资源分配方案是为了通过在两组信道上分配将要在这两组信道中传输的相邻比特速率bp和bp+1来使用总约束能量ET，其中m为传输较高数据速率bp+1的信道的数量。
对于约束优化，可以认为离散时域多码HSDPA系统模型具有：最多为K个的并行码信道、((N+L-1)×N)阶信道卷积矩阵H、具有扩展因子N的正交签名序列矩阵可实现的离散比特速率集合以及每个符号的总约束能量ET。为了确定期望的总比特速率RT，需要使用以下可迭代的能量计算[23]来迭代地计算能量Ek，其中k＝1，…，K，以找到将要分配给信道k的最高可能比特速率bp：
Ek=γk*(1+γk*)q&RightArrow;kHC-1q&RightArrow;k---(2)]]>
其中，是以速率yk∈{bp：p＝1，…，P-1}传输数据时的目标SNIR，而Q=HS=q&RightArrow;1...q&RightArrow;K]]>是接收器签名序列矩阵，C-1是逆协方差矩阵。术语Γ是间隙值[24]。如等式[2]所给出的能量计算方法是一种迭代处理，以上优化问题中所给出的能 量等式依赖于目标SNR即，其中比特率yk＝bp，该能量等式还依赖于逆协方差矩阵C-1，其是能量的函数。如果计算能量所需的最大迭代次数是Imax，则随着信道的数量K和离散比特速率的数量P增加，迭代能量计算会变得计算上开销很大。可能的最大比特速率组合高达PK；这需要最大数量为ImaxPK的矩阵求逆(matrix inversions)来确定将要被传输的数据速率和要分配给每个信道k的能量，其中k＝1，…，K。
使用两组资源分配方案来确定速率和能量的能量计算迭代的最大次数被减少到(P+K-1)Imax，这是因为有P个离散比特速率，而用于第二组信道的最大数量m为K-1。此外，每一次这样的迭代需要矩阵求逆C-1，就计算而言这仍然开销很大。因此，本发明提供了一种方案，其使用集成有两组方案的、被称为系统值方案的封闭形式速率计算方法，使得迭代的最大次数从{P+K-1)Imax降低到Imax，以获得最优的总传输速率。
本发明具有三个方面：
本发明的第一方面涉及确定针对给定的信道脉冲响应矩阵的最优签名序列从而最大化总传输速率。
本发明的第二方面涉及通过使用系统值方案而无需使用迭代的能量计算来计算两组信道上的传输比特速率bp和bp+1，以及m(传输较高数据速率bp+1的信道数量)。这降低了迭代的次数，并且因此当分配能量以在两组信道上传输所需的速率bp和bp+1时，使得矩阵求逆的数量由(P+K-1)Imax减少到Imax。
本发明的第三方面涉及当迭代地计算用于每个信道的能量时，避免每次能量迭代时对协方差矩阵求逆的要求。针对给定的能量分配，计算用于每个扩展序列的协方差矩阵的逆矩阵(inverse)。使用上一个信道协方差矩阵的逆矩阵和分配给当前信道的上一个能量来迭代地估计用于给定扩展序列信道的能量。接着使用上一个信道协方差矩阵的逆矩阵和分配给当前信道的能量来计算用于当前信道的协方差矩阵的逆矩阵。
发明内容
本发明的第一方面：
根据本发明的第一方面，提供了一种所附权利要求书中的权利要求1所限定的通过无 线数据传输系统传输数据的方法。应当注意的是，尽管权利要求1和所附的权利要求书指定了一种传输数据的方法，本领域技术人员可以理解可在发射器或接收器中实现该方法所包括的处理步骤。
针对给定总能量ET，依赖于签名序列和将要使用的信道数量，来最大化总速率RT。此处的目标是确定签名序列矩阵其使得针对给定信道脉冲响应矩阵H的总速率最大化。第一方面包括在用于单输入单输出(SISO)和多输入多输出(MIMO)传输系统的最优签名序列的计算中的以下创新步骤。这些步骤是：
·确定最优序列；
·计算签名序列的最优数量；和
·在传输系统模型描述中使用最优签名序列。
1.对于最优签名序列识别，考虑了信道矩阵H。对于SISO系统，假设信道卷积矩阵是H。对于具有两个发射和两个接收天线的MIMO系统，信道卷积矩阵是H=H1,1H1,2H2,1H2,2,]]>其中Hi,j，i＝1，2，j＝1，2，是发射天线j和接收天线i之间的信道卷积矩阵。接收器匹配滤波器矩阵由Q=HS=q&RightArrow;1...q&RightArrow;K]]>给出。正交发射器签名序列由格拉姆矩阵给出，其中DH是本征值的对角线矩阵，VH是本征向量的矩阵。由得到最优扩展序列。传输系统的信道增益被表示为|hk|2＝[QHQ]k,k，k＝1，…，K，最优签名序列和信道增益被用来建立将要使用的信道数量。
2.对于估计最优信道数量，使用了一种类似于注水算法的方法，注水算法是HSDPA系统这一领域的普通技术人员所熟知，其中对签名序列进行排序，使得信道增益|hk|2表现为递减的顺序。用于信道k的匹配滤波器信道-SNIRgk为其中2σ2是双边噪声功率谱密度为的系统中每个信道的噪声，其中此处的目的是确定将要使用的签名序列的最优数量K*。首先将K*设置为K*＝K。计算注水能量k＝1，…，K*。如果用于最后信道K*的能量是负的，则接着将K*设置为(K*-1)，并且重复能量计算处理，直到所有能量都为正。对得到的K*个签名序列进行重新排序，以使得相应的信道增益|hk|2表现为递增的顺序，从而产生用于系统模型的描述。
3.通过以下步骤，使用最优签名序列来确定用于传输系统的协方差矩阵C和规一化接收器解扩展滤波器首先使用得到的签名序列来产生扩展的匹配滤波器接收器签名序列矩阵Qe＝[HS，HPrevS，HNextS]，其中对于SISO系统，HPrev＝(JT)NH和HNext＝JNH；对于MIMO系统，HPrev=(JT)NH1,1(JT)NH1,2(JT)NH2,1(JT)NH2,2]]>和HNext=JNH1,1JNH1,2JNH2,1JNH2,2.]]>其中J是由J=01×(N+L-2)0I(N+L-2)0(N+L-2)×1]]>形成的((N+L-1)×(N+L-1))阶矩阵，此处的术语N是扩展序列长度，L是信道脉冲响应长度。术语HPrev和HNext分别相应于用于前一个和下一个符号周期的信道脉冲响应。当考虑具有单一(unity)平均传输能量的M进制-QAM传输系统时，假设依照扩展幅度平方矩阵来调整传输的信号幅度，其中能量向量由E&RightArrow;=[E1,E2,...EK]]]>给出。对于分配的能量，使用获得接收器协方差矩阵，其中Nr是接收器天线的数量。当使用MMSE(最小均方差)优化时，归一化接收器波滤器系数由给出。
本发明的第二方面：
为了解决在不迭代地估计能量的情况下估计bP和bP+1的比特数以及传输较高数据速率bP+1的信道数量m的问题，本方法可以包括如所附权利要求书的权利要求2所限 定的附加步骤，其可以被考虑以形成本发明的第二方面。
第二方面可以被组织以具有下述步骤：
1.当考虑多径信道矩阵H时，设计用于多码系统的最优签名序列集合以移除MAI或使用正交签名序列集合。接下来在如果有弱信道的情况下移除任何弱信道，正如本发明第一方面的步骤2所阐述的那样，从而最大化总容量以及总比特速率。
2.使用之前确定的最优签名序列和相等能量加载(1oading)产生总容量上限。该上限根据被引入为系统值的参数来表达，当在所有信道中相等地分布总能量时，该上限达到最大值。
3.将不需要能量计算迭代的封闭形式的比特速率计算方法并入到两组资源分配方案中，其仅考虑将在K个并行码信道中分配的两个相邻比特速率。
当在接收器中设计MMSE均衡器时，我们使用被称为系统值的参数λk，该参数由以下等式给出：
λk=Ekq&RightArrow;kHC-1q&RightArrow;k---(3)]]>
在被采用的K*个码信道中的最大总系统值λT，max被表示为：
λT,max=ETK*Σk=1K*q&RightArrow;kHC-1q&RightArrow;k---(4)]]>
如果我们希望传输数据速率bP和bP+1，我们认为目标系统值和通过使用总系统值λT，max，可以通过使用系统值方案和以下的创新步骤来确定用于两组资源分配方案的总比特速率RT＝(K-m)bP+mbP+1，从而将迭代次数从(P+K-1)Imax减少到Imax。
1.计算接收器签名序列矩阵Q=HS=q&RightArrow;1...q&RightArrow;K,]]>并且将对角线元素，k＝1，…，K，按照递减顺序进行分类。执行简化的注水原理以确定最优数量K*。接着对签名序列重新排序，以使得信道增益|hk|2表现为递增的顺序。计算扩展的接收器签名序列Qe＝[HS，HPrevS，HNextS](对于ISI情况)。
2.计算协方差矩阵C=ETK*QeQeH+2σ2INr(N+L-1),]]>系统值λk=ETK*q&RightArrow;kHC-1q&RightArrow;k,]]> k＝1，…，K*、总系统值和平均系统值
3.通过满足以下不等式确定bp：
λ*(bp)≤λmean＜λ*(bp+1)   (5)
4.通过满足以下不等式确定最大整数m的值：
(K*-m)λ*(bp)+mλ*(bp+1)<λT，max   (6)
通过以上所示的一步步的处理可以清楚的知道，无需使用任何能量计算迭代即可确定用于两组资源分配方案的总比特速率RT＝(K*-m)bp+mbp+1。因为不再需要(P+K-1)Imax次能量计算迭代，因此矩阵求逆的数量和这种基于系统值方案的简化速率计算方法所需的矩阵求逆的数量仅为1次。一旦找到了用于每一个信道的速率，则需要计算用于每一个信道的能量。这需要总的Imax次迭代能量计算，其需要使用以下的迭代能量等式。
5.分配k＝1，…，K*，设置i＝1，构造扩展的幅度矩阵以及构造协方差矩阵Ci=QeAe,i2QeH+2σ2INr(N+L-1).]]>
6.将用于第一(K*-m)个信道的目标系统值设置为并且将用于剩下的m个信道的目标系统值设置为
7.使用以下等式迭代地解算能量等式：
Ek,i+1(bp)=λ*(bp)[QH(QeAe,i2QeH+2σ2INr(N+L-1))-1Q]k,k---(7)]]>
或k＝1，…，(K-m)，和
Ek,i+1(bp+1)=λ*(bp+1)[QH(QeAe,i2QeH+2σ2INr(N+L-1))-1Q]k,k---(8)]]>
k＝1，…，(K-m)和k＝(K-m+1)，…K。接下来迭代地构造能量向量设置i=i+1，并且将扩展幅度平方矩阵构造为Ae,i2=DiagE&RightArrow;iE&RightArrow;iE&RightArrow;i.]]>重复步骤7中给出的迭代，直到Ek，i＝Ek(i-1)或达到迭代最大次数Imax。
等式(7)和(8)中给出的这些能量计算迭代的每一次迭代都需要矩阵求逆C-1，共 需要高达Imax次矩阵倒置，这在计算上开销很大。因此，权利要求书的权利要求3所限定的本发明的第三方面使用以下步骤来降低用于迭代能量计算的计算复杂度。
本发明的第三方面：
我们已经注意到本发明的第二方面是使用封闭形式的速率计算方法将迭代次数从(P+K-1)Imax降低到Imax，其不使用任何能量计算而是通过系统值方案的手段来确定总比特速率。这种基于系统值方案的简化速率计算方法所需的矩阵求逆的数量仅为1。一旦找到了用于每一个信道的速率，则需要计算用于每一个信道的能量。使用系统值方案需要总的Imax次迭代能量计算。本发明的第三方面包括两个步骤。
·使用上一个信道的协方差矩阵的逆矩阵和用于当前信道的上一次迭代的能量来进行用于给定扩展序列的迭代能量计算。
·使用分配给当前信道的能量和用于上一个信道的协方差矩阵的逆矩阵来进行用于当前信道的协方差矩阵的逆矩阵的计算。
这些步骤的细节如下：
1.作为本发明的第二方面的一部分，提出了一种使用较低比特速率bp和bp+1的简化能量计算方法，通过使用被称为系统值方案的方法来计算信道的数量m。当执行用于信道k的能量Ek的计算时，在能量计算处理期间从一个信道变换到另一个信道的主参数是逆协方差矩阵所使用的第一矩阵求逆是而产生该矩阵求逆在计算上开销很大。从信道k＝1开始的能量计算对于逆矩阵是可用的。
2.对于能量Ek计算，其中k＝1，…，K，距离向量被定义为d&RightArrow;1=Ck-1-1q&RightArrow;k,1]]>和d&RightArrow;2=Ck-1-1q&RightArrow;k,2,]]>其中q&RightArrow;k,1=HPrevs&RightArrow;k,]]>q&RightArrow;k,2=HNexts&RightArrow;k.]]>进一步使用ξ=d&RightArrow;Hq&RightArrow;k,ξ1=d&RightArrow;1Hq&RightArrow;k,1,ξ2=d&RightArrow;2Hq&RightArrow;k,2,,ξ3=d&RightArrow;Hq&RightArrow;k,1]]>和来计算加权因子ξ、ξ1、ξ2、ξ3和ξ4。如果确定将要通过信道k传输的数据速率为每个符号bp比特，则对于目标使用距离向量和加权因子来迭代地计算能量Ek，i：
Ek,i=Γ(2yk-1)ξ-Ek,(i-1)(|ξ3|21+Ek,(i-1)ξ1+|ξ4|21+Ek,(i-1)ξ2)---(9)]]>
同时计算信道k本身中的能量Ek，(i-1)。因此，确定能量Ek所需的迭代最大次数Imax相对较少，并且不需要每次能量迭代都要对协方差矩阵求逆。
3.使用计算得到的能量Ek，通过进一步将矩阵加权因子ζ、ζ1和ζ2定义为ζ=Ek1+Γ(2bp-1),,ζ1=Ek1+Ekξ1]]>和ζ2=Ek1+Ekξ2]]>来计算逆协方差矩阵通过以下等式来计算逆协方差矩阵
Ck-1=Ck-1-1-ζd&RightArrow;d&RightArrow;H-(ζ1+ζζ12|ξ3|2)d&RightArrow;1d&RightArrow;1H-(ζ2+ζζ22|ξ4|2)d&RightArrow;2d&RightArrow;2H+ζζ1(ξ3d&RightArrow;d&RightArrow;1H+ξ3*(d&RightArrow;d&RightArrow;1H)H)+ζζ2(ξ4d&RightArrow;d&RightArrow;2H+ξ4*(d&RightArrow;d&RightArrow;2H)H)-ζζ1ζ2(ξ3ξ4*d&RightArrow;2d&RightArrow;1H+(ξ3ξ4*)*(d&RightArrow;2d&RightArrow;1H)H)---(10)]]>
迭代能量计算和逆协方差矩阵计算的实现需要在接收器中使用连续干扰消除(SIC)。简而言之，基于SIC的能量计算算法被设计如下：
4.计算初始逆协方差矩阵并且信道数量从k＝1开始。
5.确定距离向量和加权因子k、ξ1、ξ2、k3、ξ4。
6.确定目标信噪比(SNR)为yk∈{bp，bp+1}，并且设置能量为Ek，0＝ET/K。
7.从i＝1到Imax迭代地确定能量Ek，i。
8.确定矩阵加权因子ζ、ζ1和ζ2。
9.使用等式(10)确定逆协方差矩阵
10.如果k<K*，更新k＝k+1，并且前进至步骤2。否则终止计算。
附图说明
将参照以下附图以示例的方式描述本发明的实施方式，其中：
图1表示现有技术中的HSDPA MIMO下行链路分组接入方案的发射器(参考文献1和2)；
图2表示现有技术中的HSDPA MIMO下行链路分组接入方案的接收器(参考文献1和2)；
图3表示根据本发明一种实施方式的系统的发射器；和
图4表示根据本发明一种实施方式的系统的与图3的发射器一起操作的接收器。
在这些附图中，相同的元件由相同的附图标记表示。
具体实施方式
这些实施方式表示将本发明应用于实践的最佳方式。然而，这些实施方式并非能达到发明目的的唯一方式。
首先将描述根据现有技术已知的HSDPA MIMO下行链路分组接入方案。此后，给出一个例子以表示如何计算最优传输签名序列，接下来是被用来使用迭代能量计算估计传输比特速率的系统值方案说明。
当在发射器处收集的数据量大于并行信道中的块可承载的数据量时，可以自动地启动或使用本发明所描述的方法。只要用户被授权接入信道，就可以持续地或定期地完成这些方法。
用于现有系统的HSDPA MIMO发射器和接收器的主要元件如图1和2所示。在参考文献[1，2]所描述的方案的发射器(图1)中，来自源的二进制数据出现在数据复用器101处。数据块被划分为K个子块。通过链路151，1将第一子块馈送到信道编码器102。通过链路151，2将第二子块馈送到第二信道编码器(可与102相同)。类似的，将剩余的子块馈送到相应的信道编码器。从操作点开始，每一个子信道以相同的方式起作用，因此从此开始只考虑子信道1。将来自信道编码器102的数据馈送到串并联转换器103。在串并联转换器中，在152获取b个二进制比特的连续块，并在153将其馈送到M进制信号生成器104。此处所使用的术语M进制是公知常识，其表示在调制中使用的M级信号，M表示本领域技术人员可以理解的调制的阶数。M进制信号生成器104在其输出154产生信号，该信号可携带2b个不同的值。这些信号可以是电压值。信号出现在154，1和154,2中，并且接着被馈送到两个符号扩展单元105和106，这两个符号扩展单元以扩频系统和CDMA系统领域的技术人员公知的方式进行操作。接下来通过传输功率控制单元107和108对在链路155和156中的信号进行功率放大。接下来，出现在链路157中的K个信号被加到加法器109，1，并且出现在158中的K个 信号也被加到加法器109,2。接下来出现在159，1和159,2处的信号被分别馈送到乘法器110，1和110,2。最后，出现在链路160，1和160,2中的信号被馈送到传输单元112，1和112,2，接着通过通信信道161，1和161，2进行传输。可以认识到的是，还可包括通带调制和解调制，并且图1和2中的方框图说明表示用于这些系统的等价的基带方案，其以数字传输系统领域的技术人员公知的方式进行操作。发射器中的发射器控制单元111使用链路162，1和162,2作为控制信道与接收器中的接收器控制单元207进行通信。通过接收器控制单元207使用从发射器接收到的信息，接收器的信道增益|hk|2信息、噪声水平σ2和多径信道脉冲响应可以在接收器处获取。接收器控制单元207使用链路162,2将这些信息中的一些反馈到发射器中的发射器控制单元111。发射器控制单元111使用这些信息控制信道编码器102、M进制信号生成器104、功率控制单元107和108、以及乘法器110，1和110,2。控制单元111通过链路163发送信道编码器速率到信道编码器102。控制单元111通过链路164发送调制等级信息b到M进制信号生成器104。控制单元111通过链路165发送传输能量级别信息到功率控制单元107和108。控制单元111通过链路166发送乘法器信息到乘法器110，1和110,2。
现在将描述HSDPA MIMO发射器的基本操作。HSDPA MIMO系统使用自适应调制和编解码(AMC)、基站处的快速分组调度和基站的快速重传，也即公知的混合重传请求(HARQ)。当组合多种调制和编码速率时，可以获得多种不同的数据速率bp，其中p＝1，…，P。根据质量和小区使用情况，调制方案和编码速率依每个用户而改变。链路104处的被调制符号以T秒间隔(符号周期)馈送到符号扩展单元105和106。扩展单元105和106每传输信道k均使用相同的扩展序列，也就是信道化码，并且产生链路155和156中的扩展信号。扩展信号序列具有长度N，该长度是处理增益或扩展因子。对于HSDPA系统，处理增益N＝16，频分复用系统的芯片速率(chip rate)为3.84Mbps，因此芯片周期为Tc＝0.26μs。CDMA系统的传输符号周期等于T＝N×Tc。HSDPA系统的符号周期为T＝4.11667μs。在通过发射器112，1和112,2传输加法器109的输出处的扩展信号之前，使用两个不同的加权因子在加权单元110，1和110,2中对扩展信号进行加权，这两个不同的加权因子由发射器控制单元311生成。这里，提供了具有两个发射器和两个接收器天线的HSDPA MIMO系统的说明。然而，实际上发射和接收天线的数量可以是大于或等于1的整数。通过使用两个发射天线，码K的数量可以达到处理增益N的两倍。依照由传输格式组合数(Transport Format Combination  number)确定的值确定每个扩展序列上传输的每个符号的比特数量bp。在当前的标准中，如果所有的码都给了相同的用户，则为每个并行信道分配相同的比特速率。因此HSDPA MIMO系统所能达到的最大总速率等于每秒比特。对于给定的传输，由于并行信道的数量K和传输符号周期被固定，因此通过每个符号的比特数量bp确定最大数据速率。发射器控制单元111和接收器控制单元207一起工作以确定每个符号的比特速率bp。
接收器通过两个接收天线从链路161，1和161，2接收来自发射器的信号。本领域技术人员都理解，每个发射器、接收器天线对具有与传输信号相关联的信道脉冲响应。对于两个发射天线和两个接收天线，系统配置中将使用最多共计四种不同的信道脉冲响应。在接收器处(图2)，通过链路161，1和161，2从两个发射器天线112接收到的信号被馈送到两个芯片匹配滤波器接收器201，1和201，2。分别通过链路251和252将芯片匹配滤波后的信号从芯片匹配滤波器201，1和201，2馈送到解扩展单元202和203。解扩展单元202和203以扩频系统领域技术人员公知的方式进行操作。通过链路253和254将解扩展单元202和203输出的信号馈送到加法器204。接收器控制单元207监控链路255中的信噪比γk，在链路255处解扩展单元202和203的输出253和254被加法器204组合。组合的解扩展单元202和203具有隔离各个子信道上的信号的作用，并且当考虑多径干扰自由传输时，在M进制软解码器205处获得对应于104处的那些噪声破坏版本的信息。在参考文献[1，2]所描述的方案中，通过联合地在发射器中使用发射器控制单元111并在接收器中使用接收器控制单元207来调整数据速率bp和传输能量k＝1，…，K，以在k＝1，…，K个并行信道上传递不同的信噪比γk，从而提高包括HSDPA MIMO系统的容量。本领域技术人员将认识到，通过子信道以每个符号bp比特的速率传输数据、同时在解扩展总和单元204的输出处获得足够信噪比所需的最小能量E(bp)由给出，其中|hmin|2是相应于具有最小子信道信道增益的信道的信道增益，而γ*(bp)是以速率bp传输数据所需的最小信噪比，也就是期望的信噪比。
在当前的HSDPA MIMO系统中，如果所有的信道都指定给单个用户，那么K个并行信道的每一个都被用来以相等的速率bp传输数据。本领域技术人员清楚的是，接收器中的控制单元207使用混合ARQ方案来监视每一对解扩展单元202和203的叠加 输出204处的SNRγk。接收器控制单元207与发射器控制单元111进行通信，以获得传输数据速率bp，该传输数据速率bp在被分配为给定总传输能量ET＝TPT时将满足关系其中PT是可用的总传输功率。接下来计算总比特数量bT＝Kbp。发射器控制单元111通过链路163和164分别通知信道编码器单元102和M进制调制单元104，针对给定的每个符号bp比特的传输数据速率使用合适的信道编码和调制等级。发射器控制单元111发送能量等级到功率控制单元107和108，从而调整链路157和158中的传输信号水平。发射器控制单元111与接收器控制单元207进行通信以改变与在下一个传输期间将要使用的信道数量相关的信息、与传输比特速率bp相关的信息和传输能量信息发射器控制单元111还通过两个发射天线112，1和112,2发送导频信号。接收器控制单元207使用接收到的导频信号估计每一对发射天线112，1(和112,2)以及接收器芯片匹配滤波器201，1(和201，2)天线的信道脉冲响应。通过使用信道脉冲响应估计，接收器控制单元206构造信道卷积矩阵H=H1,1H1,2H2,1H2,2,]]>接收器匹配滤波器系数Q=HS=q&RightArrow;1...q&RightArrow;k]]>和扩展匹配滤波器接收器签名序列矩阵Qe=[HS， HPrevS， HNextS]，对于SISO系统，HPrev＝(JT)NH和HNext＝JNH，对于MIMO系统，HPrev=(JT)NH1,1(JT)NH1,2(JT)NH2,1(JT)NH2,2]]>和HNext=JNH1,1JNH1,2JNH2,1JNH2,2.]]>对于所分配的能量，接收器控制单元207接下来使用构造接收器协方差矩阵，其中Nr是接收器天线的数量。接收器控制单元207接下来使用MMSE均衡器系数等式k=1，…，K，来计算解扩展滤波器系数。解扩展滤波器系数向量是2(N+L-1)阶列向量。接收器控制单 元207接下来构造2(N+L-1)×K阶解扩展滤波器矩阵W=W1W2=[w&RightArrow;1,w&RightArrow;2,...w&RightArrow;k,w&RightArrow;K].]]>接收器控制单元207构造(N+L-1)×K阶解扩展序列矩阵和并且通过链路258将解扩展滤波器系数和k＝1，…，K，馈送到解扩展单元203。接收器控制单元207通过链路259发送调制等级(modulation level)信息到M进制软解码器(也称为M进制软译码器)单元205，通过链路260发送信道解码信息到信道解码器(也称为信道译码器)206。在接收器控制单元207加载了解扩展单元202和203、M进制软解码器单元205以及信道解码器206之后，通过解扩展单元202和203对通过信道161，1和161，2接收到的信号进行解扩展。在加法器单元204的输出255处出现的信号(组合了解扩展单元202和203产生的在链路253和254中的信号)被馈送到M进制软解码器单元205。M进制软解码器单元205通过链路256链接到信道解码器单元206。M进制软解码器单元205和信道解码器单元206以数字传输系统所属领域的技术人员公知的方式共同工作以产生链路257中的解码数据。
当使用具有共K个并行信道的系统时，本发明中所考虑的发射器和接收器结构的主要元件分别如图3和4所示。在系统的发射器中，考虑了一个数据源，其中每个数据源301可相应于一个用户，并且通过链路351将数据以块的形式馈送到两个复用器302。对来自源数据的数据所执行的操作都是相似的，出于示例的目的，这里只介绍应用到一个复用器和一个子信道接收器的操作方法。图3顶部的复用器302的输出通过链路352，1至352,(K-m)馈送到K-m个并行信道。图3底部的复用器302的输出通过链路352,(K+1-m)至352,K馈送到m个信道。对每个信道中的数据所执行的操作都是相似的，出于示例的目的，这里只介绍应用到第一信道的操作方法。在复用器302中，来自源的块中的二进制数据采用二进制格式或数字形式。这些二进制数字被馈送到信道 编码器303。编码器303产生二进制数，其是根据在352处由复用器302馈送来的输入数据所产生的。编码的结果增加了分组长度。在信道编码之后，链路353中出现的二进制数字被馈送到串并联转换器304，其在链路354中产生并行的b比特数据。在链路354中出现的数据被馈送到本领域公知类型的M进制调制单元305。使用由发射器控制单元311确定的共M个星座点(constellation point)来操作调制单元305。M进制调制单元305在每个符号周期从链路354的输入数据中顺序获取总计b＝log2M个二进制数字的数据。调制单元在355处为每b二进制数字产生M个符号中的一个。当组合信道编码速率和每个符号的比特数量b时，可以在每个子信道中生成每个符号bp个比特中的一个，p＝1，…，P。接下来将出现在链路355中的信号的每一个馈送到扩展单元306和307，从而将分配给扩展单元306和307的扩展序列与每个M进制调制后的符号相乘。可以认识到，对于每个信道所采用的每一个子信道，其扩展码序列各不相同，并且信道与信道的扩展码序列也不相同。接下来，在扩展单元306和307(本领域所公知的“芯片”)的输出链路356中出现的信号被馈送到功率控制单元308，功率控制单元308在传输前调整每个符号的能量。通过发射器控制单元311确定每个子信道所使用的能量水平。首先将描述用于基于SIC的接收器配置的发射器操作。
发射器控制单元311通过上行链路365，2以及通过下行链路365，1与接收器中的SIC接收器控制单元411进行通信。发射器在两组信道上使用两种离散的速率，即每个符号bp和bp+1比特。发射器控制单元311使用链路361将与每个符号bp和bp+1比特的传输速率相关的信息和每个子信道将要使用的每个分组的符号数量相关的信息发送到每个信道编码器303。发射器控制单元311使用链路362发送b比特调制等级信息到M进制调制单元305。发射器控制单元311使用链路363与扩展单元306和307进行通信。发射器控制单元311使用链路364与功率控制单元308进行通信。共有P个符号可以用来生成bp比特，其中p＝1，…，P。发射器控制单元311以数字数据传输领域技术人员公知的方式，使用控制信道365，1和365，2从接收器控制单元411获得与多径信道脉冲响应、信道路径增益和噪声方差σ2相关的信息。接下来，如果目的是使用最优传输签名序列，则发射器控制单元311计算将要使用的扩展信号。或者如果将要使用给定的签名序列集合，则发射器控制单元311分配传输扩展序列给扩展单元306和307。接下来，发射器控制单元311使用签名序列集合和侧量的信道脉冲响 应矩阵H=H1,1H1,2H2,1H2,2,]]>其是以数据传输领域技术人员公知的方式通过发射器控制单元311和接收器控制单元411之间经由链路365，1和365，2进行的控制信道信息交换而获得的。接下来，发射器控制单元311构造信道格拉姆矩阵HHH，并在需要的情况下计算最优传输签名序列，即其中DH是本征值的对角线矩阵，VH是本征向量的矩阵。通过获得最优扩展序列矩阵。接下来，发射器控制单元311计算传输系统的信道增益|hk|2＝[QHQ]k，k，k＝1，...，K，其中接收器匹配滤波器系数由Q=HS=q&RightArrow;1...q&RightArrow;K]]>给出。接下来，发射器控制单元311通过采用最优签名序列、信道增益和早先描述过的注水法来计算将要使用的最优信道数量K*。接下来，发射器控制单元311对签名序列矩阵进行重排序，以使得所得到的传输系统的信道增益|hk|2＝|QHQ|k，k，k＝1，...，K，表现为递减的顺序。接下来，发射器控制单元311将扩展序列的列的数量截短为与最优信道数量K*相同。接下来，发射器控制单元311对签名序列矩阵k＝1，...，K进行重排序，以使得得到的信道增益表现为递增的顺序。接下来通过发射器控制单元311对结果2N×K*签名序列矩阵进行重配置，使得S=s&RightArrow;1...s&RightArrow;K*=S1S2.]]>接下来发射器控制单元311分别使用由N×K*阶矩阵和给出的签名序列来通过链路363加载第一K*个扩展单元306和307。接下来由发射器控制单元311加载具有零系数的剩下的K-K*个扩展单元。
接下来，发射器控制单元311构造接收器匹配滤波器系数Q=HS=q&RightArrow;1...q&RightArrow;K]]>和扩展匹配滤波器接收器签名序列矩阵Qe＝[HS， HPrevS， HNextS]其中对于SISO系统，HPrev＝(JT)NH和HNext＝JNH，对于MIMO系统，HPrev=(JT)NH1,1(JT)NH1,2(JT)NH2,1(JT)NH2,2]]>和HNezt=JNH1,1JNH1,2JNH2,1JNH2,2.]]>接下来发射器控制单元311使用可用的总传输功率ET来 计算协方差矩阵C=ETK*QeQeH+2σ2INr(N+L-1),]]>系统值λk=ETK*q&RightArrow;kHC-1q&RightArrow;k,]]>k＝1，…，K*、总系统值以及平均系统值接下来发射器控制单元311计算传输比特速率bp，使得如果为所有信道分配速率bp，则满足不等式接下来当使用共计m个信道以更高速率bp+1来传输数据时，传输控制单元311确定满足不等式(K*-m)λ*(bp)+mλ*(bp+1)<λT，max的最大整数值m。接下来发射器控制单元311将第一(K*-m)个扩展单元306和307放入图3上部的组，将剩余的m个扩展单元放入图3下部的组。接下来发射器控制单元311通过初始地形成协方差矩阵来使用SIC迭代能量计算方法。对于能量Ek的计算，k＝1，…，K，发射器控制单元311首先计算距离向量和d&RightArrow;2=Ck-1-1q&RightArrow;k,2,]]>其中q&RightArrow;k,1=HPrevSk&RightArrow;]]>和q&RightArrow;k,2=HNextSk&RightArrow;.]]>接下来发射器控制单元311计算权重因子ξ=d&RightArrow;Hq&RightArrow;k,ξ1=d&RightArrow;1Hq&RightArrow;k,1,ξ2=d&RightArrow;2Hq&RightArrow;k,2,]]>和对于第一(K*-m)个信道，发射器控制单元311使用每个符号yk＝bp比特的数据速率。对于剩下的m个信道，发射器控制单元311使用每个符号yk＝bp+1比特的数据速率，k＝(K*+1-m)，…，K*，以使用Ek,i=Γ(2yk-1)ξ-Ek,(i-1)(|ξ3|21+Ek,(i-1)ξ1+|ξ4|21+Ek,(i-1)ξ2)]]>和信道k本身的能量Ek，(i-1)来迭代地计算能量。迭代次数i具有等于Imax的最大迭代次数。一旦发射器控制单元311计算了k＝1时的传输能量Ej，接下来其就通过定义加权因子和ζ2=Ek1+Ekξ2,]]>并使用迭代关系
Ck-1=Ck-1-1-ζd&RightArrow;d&RightArrow;H-(ζ1+ζζ12|ξ3|2)d&RightArrow;1d&RightArrow;1H-(ζ2+ζζ22|ξ4|2)d&RightArrow;2d&RightArrow;2H+ζζ1(ξ3d&RightArrow;d&RightArrow;1H+ξ3*(d&RightArrow;d1H)H)+ζζ2(ξ4d&RightArrow;d&RightArrow;2H+ξ4*(d&RightArrow;d&RightArrow;2H)H)-ζζ1ζ2(ξ3ξ4*d&RightArrow;2d&RightArrow;1H+(ξ3ξ4*)*(d&RightArrow;2d&RightArrow;1H)H),]]>
以及通过每次增加1将信道数从k＝1增加到k＝K*来计算逆协方差矩阵接下 来发射器控制单元311通过链路364为传输功率控制单元308加载传输能量Ek，k＝1，…，K*。
在发射器控制单元311使用合适的控制参数加载信道编码器303、M进制调制单元305、扩展单元306和307，以及功率控制单元308后，由单元302、303、304、305、306、307和308处理二进制比特，接下来在加法器309中将出现在链路356和358中的m个高数据速率信道和(K*-m)个低数据速率信道相加在一起，其中该相加处理是在通过链路360将这些数据馈送到发射器天线310之前进行的。可以认识到，还可以包括通带调制和解调，并且图3和4代表本专利中的等价基带方案。
接下来发射器控制单元311通过控制信道365，1和365，2发送扩展序列矩阵和以及最优信道数量K*和分配的能量Ek，k＝1，…，K*，到接收器控制单元411。
图4表示与上述发射器一起操作的SIC MIMO系统的接收器的示例。在链路360处，信号通过两个接收器天线接收，并且将被馈送到芯片匹配滤波器401，芯片匹配滤波器401以数字数据传输领域所属的技术人员公知的方式进行操作。在链路451和452中出现的、芯片匹配滤波器(也可称芯片匹配过滤器)401输出的信号被分别馈送到解扩展单元402和403。在链路451和452中的芯片匹配滤波后的信号还被馈送到扩展符号移除器409和410。解扩展单元402和403的第一集合相应于子信道K*，并且其以扩频通信领域所属技术人员公知的方式操作为发射器处扩展信号生成单元306和307的逆操作。接收器控制单元411与发射器控制单元311协同操作以估计用于每个发射器接收器天线对的信道脉冲响应。接收器控制单元411通过控制信道365，1和365，2将信道脉冲响应信息反馈给发射器控制单元311。发射器控制单元311使用预定义的扩展签名序列的集合，或者如发射器操作部分所描述的方式计算估计的信道脉冲响应的最优扩展签名序列。如果使用最优签名序列，则发射器控制单元311通过链路365，1和365，2以数据通信系统领域所属技术人员公知的方式将扩展序列矩阵信息、分配的能量Ek，k＝1，…，K*、最优信道数量K*信息、低数据速率信道和高数据速率信道中将使用的数据速率bp和bp+1、以及高数据速率信道的数量m传输到接收器控制单元411。接收器控制单元411使用根据所接收的导频信 号估计的信道脉冲响应来构造信道脉冲响应卷积矩阵H=H1,1H1,2H2,1H2,2.]]>接收器控制单元411还构造用于MIMO系统的矩阵HPrev=(JT)NH1,1(JT)NH1,2(JT)NH2,1(JT)NH2,2]]>和HNext=JNH1,1JNH1,2JNH2,1JNH2,2,]]>以及用于SISO系统的相应矩阵。接下来接收器控制单元411构造接收器匹配滤波器系数Q=HS=q&RightArrow;1...q&RightArrow;K]]>和向量q&RightArrow;k,1=Hprevs&RightArrow;k,q&RightArrow;k,2=HNexts&RightArrow;k,]]>并且接下来将初始逆协方差矩阵设置为接下来接收器控制单元411使用
Ck-1=Ck-1-1-ζd&RightArrow;d&RightArrow;H-(ζ1+ζζ12|ξ3|2)d&RightArrow;1d&RightArrow;1H-(ζ2+ζζ22|ξ4|2)d&RightArrow;2d&RightArrow;2H+ζζ1(ξ3d&RightArrow;d&RightArrow;1H+ξ3*(d&RightArrow;d1H)H)+ζζ2(ξ4d&RightArrow;d&RightArrow;2H+ξ4*(d&RightArrow;d&RightArrow;2H)H)-ζζ1ζ2(ξ3ξ4*d&RightArrow;2d&RightArrow;1H+(ξ3ξ4*)*(d&RightArrow;2d&RightArrow;1H)H),]]>
迭代地计算距离向量d&RightArrow;=Ck-1-1q&RightArrow;k,d&RightArrow;1=Ck-1-1q&RightArrow;k,1]]>和d&RightArrow;2=Ck-1-1q&RightArrow;k,2,]]>以及加权因子ξ=d&RightArrow;Hq&RightArrow;k,ξ1=d&RightArrow;1Hq&RightArrow;k,1,ξ2=d&RightArrow;2Hq&RightArrow;k,2,ξ3=d&RightArrow;Hq&RightArrow;k,1]]>和ξ4=d&RightArrow;Hq&RightArrow;k,2,]]>以及ζ=Ek1+Γ(2bp-1),ζ1=Ek1+Ekξ1,ζ2=Ek1+Ekξ2]]>和逆卷积矩阵。
接下来接收器控制单元411使用MMSE均衡器系数等式七＝1，…，K*，计算解扩展滤波器系数。解扩展滤波器系数向量是2(N+L-1)阶列向量。接下来接收器控制单元411构造2(N+L-1)×K*阶解扩展滤波器矩阵W=W1W2=[w&RightArrow;1,w&RightArrow;2,...w&RightArrow;k,w&RightArrow;K*].]]>接收器控制单元411形成两个(N+L-1)×K*阶的解扩展序列矩阵和并且将解扩展滤波器系数 k＝K*，…，1馈送到解扩展单元402，将解扩展滤波器系数七＝K*，…，1通过链路452馈送到解扩展单元403，其中，该馈送从图4项部的解扩展单元开始。
解扩展单元402和403以扩频系统领域所属技术人员公知的方式进行操作。解扩展单元402和403的输出处的信号分别通过链路459，1和459，2被馈送到加法器404。组合的解扩展单元402和403具有隔离各个信道上的信号的作用。接收器控制单元411通过链路466将调制等级信息发送给M进制软解码器单元405，并且通过链路467将调制等级信息发送到信道解码器单元406。在接收器控制单元411加载了解扩展单元402和403、M进制软解码器单元405和信道解码器406之后，通过信道360接收的信号被解扩展单元402和403解扩展。在加法器404输出460处出现的信号通过链路461被馈送到M进制软解码器单元405，其中加法器404组合了来自解扩展单元402和403的、出现在链路459，1和459，2中的信号。M进制软解码器单元405通过链路461链接到信道解码器单元406。M进制软解码器单元405和信道解码器单元406以数字通信领域所属的技术人员公知的方式一起工作以产生用于子信道K*的链路457中的解码数据。
在链路462中出现的所检测到的数据被馈送到扩展符号生成器单元407和408。控制单元411通过链路468使用合适的信道编码器信息、调制等级信息和信道脉冲响应矩阵H、HPrev和HNext加载扩展符号生成器单元407和408。扩展符号生成器单元407和408使用在链路462中出现的所检测的信息来产生已通过传输信道360的、输出357，K*和358，K*处出现的信号的版本(version)，其中信号的版本的产生是在信号出现在接收器芯片匹配滤波器401的输出451和452处时进行的。在扩展符号生成器单元407和408的输出463和464处出现的信号被馈送到扩展符号移除单元409和410。扩展符号移除单元409和410以连续干扰消除系统领域所属的技术人员公知的方式进行操作。接下来在链路453和456处的、作为符号移除单元409和410输出的信号被馈送到下一个解扩展单元402和403的集合。接下来，针对对应于信道k(从k＝K*-1到k＝1)的下一接收到的数据序列的集合重复检测处理。
对通过每个子信道接收到的数据执行的操作都是类似的，出于示例的目的，这里只介绍了考虑应用到子信道K*的方法操作。
应用
以上所描述的技术和实施方式适用于在移动网络(例如3G CDMA网络)中传输数据。然而，应当注意的是，这些应用并不限于CDMA，还可应用于例如非CDMA应用中的扩展和解扩展单元或调制器。
技术结构
发射器中的“单元”，例如信道编码器、M进制调制单元、扩展单元、功率控制单元、资源分配单元和加法器，可以提供为可通信地连接在一起以允许执行此处所述的信号处理方法的多个分离的设备或分立元件或电路。可替换地，两个或更多“单元”可以集成到一个设备中，或者提供为单个元件或电路。在另一种可替换的方案中，一个或多个“单元”可以被计算机处理器设定程序以提供等同的功能。
同样地，接收器中的“单元”，例如解扩展单元、缓冲单元、解码单元和控制单元可以提供为可通信地连接在一起以允许执行此处所述的信号处理方法的多个分离的设备或分立元件或电路。可替换地，两个或更多“单元”可以集成到一个设备中，或者提供为单个元件或电路。在另一种可替换方案中，一个或多个“单元”可以被计算机处理器设定程序以提供等同的功能。
本领域技术人员可以认识到，在一些情况下，发射器或接收器中的单元的顺序可以发生改变。
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