直流电源装置.pdf

摘要
申请专利号：	CN201310741532.6	申请日：	2013.12.27
公开号：	CN103916027A	公开日：	2014.07.09
当前法律状态：	撤回	有效性：	无权
法律详情：	发明专利申请公布后的视为撤回IPC(主分类):H02M 7/04申请公布日:20140709\|\|\|实质审查的生效IPC(主分类):H02M 7/04申请日:20131227\|\|\|公开
IPC分类号：	H02M7/04; H02M1/12; H02M3/155; H05B37/02	主分类号：	H02M7/04
申请人：	三垦电气株式会社
发明人：	吉永充达; 木村研吾; 中野利浩
地址：	日本埼玉县
优先权：	2012.12.28 JP 2012-287399
专利代理机构：	北京三友知识产权代理有限公司 11127	代理人：	李辉;金玲
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内容摘要

本发明提供直流电源装置，其能够使输入电流波形接近正弦波、且能够容易地满足高次谐波电流限制。LED亮灯装置（1），其通过对与电抗器（L1）串联连接的开关元件（M1）进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压（Vin）转换为直流电压并提供给LED负载（RL），在该LED亮灯装置（1）中，具备控制电路（Z2），该控制电路（Z2）相对于整流后的接地线（GND1）浮置地进行动作，根据在电抗器（L1）和LED负载（RL）流过的电流值控制开关元件（M1）的接通宽度，控制电路（Z2）具备不与电抗器（L1）的能量释放时机同步地对接通断开控制的开关频率进行控制的振荡电路。

权利要求书

权利要求书
1.  一种直流电源装置，其通过对与电抗器串联连接的开关元件进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压转换为直流电压并提供给负载，
该直流电源装置的特征在于具备：
控制电路，其相对于所述整流后的接地线浮置地进行动作，根据在所述电抗器和串联连接于该电抗器的所述负载中流过的电流值，控制所述开关元件的接通宽度；以及
振荡电路，其不与所述电抗器的能量释放时机同步地对所述控制电路的所述接通断开控制的开关频率进行控制。

2.  根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，
所述振荡电路恒定地控制所述开关频率。

3.  根据权利要求2所述的直流电源装置，其特征在于，
所述振荡电路在整流后的交流输入电压的上升的规定的时间内降低所述开关频率。

4.  根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，
所述负载是发光二极管，
所述控制电路以使在所述电抗器和所述负载中流过的电流值恒定的方式进行恒流控制。

5.  根据权利要求2所述的直流电源装置，其特征在于，
所述负载是发光二极管，
所述控制电路以使在所述电抗器和所述负载中流过的电流值恒定的方式进行恒流控制。

6.  根据权利要求3所述的直流电源装置，其特征在于，
所述负载是发光二极管，
所述控制电路以使在所述电抗器和所述负载中流过的电流值恒定的方式进行恒流控制。

7.  一种直流电源装置，其通过对与电抗器串联连接的开关元件进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压转换为直流电压并提供给负载，
该直流电源装置的特征在于具备：
控制电路，其相对于所述整流后的接地线浮置地进行动作，将在所述电抗器和串联连接于该电抗器的所述负载中流过的电流值作为反馈信号来控制所述开关元件的接通宽度；
电压上升检测电路，其检测输出电压的上升而使所述反馈信号上拉或下拉；以及
过电压保护电路，其通过所述反馈信号的上拉或下拉来停止所述开关元件的接通断开控制。

说明书

说明书直流电源装置
技术领域
本发明涉及将商用交流电源的交流输入电压转换为期望的直流电压并输出的直流电源装置。
背景技术
在用于商用电源的LED亮灯装置等的直流电源装置中，在与各国使用的商用电源的电压自动对应的全球输入对应的设备种类中，交流输入电压在AC120V～400V左右范围内较大幅变动。在这种LED亮灯装置采用非绝缘型的降压斩波器方式的情况下，抑制开关元件的电压波形的最大值，缩短安全标准上的绝缘距离而实现高密度安装，或者由于大幅度超过了由控制IC构成的控制电路部的Vcc－GND耐压，而采用了不使控制电路部的GND端子与整流后的GND电位连接而使其浮置的浮置降压斩波器方式（例如参照专利文献1）。
在专利文献1中特别明确记载了在临界模式下进行平均电流值控制的情况。当在临界模式下进行兼有功率因数改善动作的平均电流值控制时，振荡频率在交流输入电压的零电压到峰值电压的范围内变动。按照每个该振荡频率的开关电流由整流平滑部的滤波电路平滑而成为输出电流波形。
参照图21，在临界模式下动作的现有的LED亮灯装置1经由AC线滤波器（EMI滤波器，电磁干扰滤波器）在整流电路DB的交流输入端子上连接有商用交流电源AC，在整流电路DB的整流输出正极端子（电容器Cin的正极端子）上连接有将COMMON（公共）端子设为了浮置状态的控制电路部Z1，在其后级连接有由电感器L1、再生二极管D1和平滑电容器C1等构成的降压斩波器的电路结构部件。
控制电路部Z1中内置有MOSFET等的开关元件M1。并且，连接有开关元件M1的漏极的D/ST端子与整流电路DB的整流输出正极端子（电容器Cin的正极端子）连接，在连接有开关元件M1的源极的COMMON端子上，连接有电流检测用的电阻R1的一个端子。此外，电流检测用的电阻R1的另一个端子与电抗器L1的一个端子连接，电抗器L1的另一个端子成为连接有LED负载RL的正侧输出端子。连接有LED负载RL的负侧输出端子与整流电路DB的整流输出负极端子（电容器Cin的负极端子）连接，连接负侧输出端子和整流电路DB的整流输出负极端子（电容器Cin的负极端子）的线成为接地线GND1。在控制电路部Z1的COMMON端子与电流检测用的电阻R1的连接点处，连接有再生二极管D1的阴极端子，再生二极管D1的阳极端子与接地线GND1连接。此外，在电抗器L1与连接有LED负载RL的正侧输出端子的连接点、和接地线GND1之间，连接有平滑电容器C1。
在电抗器L1与连接有LED负载RL的正侧输出端子的连接点、和控制电路部Z1的COMMON端子与电流检测用的电阻R1的连接点之间，经由二极管D2连接有电容器C2，二极管D2与电容器C2的连接点和控制电路部Z1的VCC端子连接。由此，控制电路部Z1的电源从LED负载RL以自举升压结构进行提供。
此外，在电流检测用的电阻R1与电抗器L1的连接点、和控制电路部Z1的COMMON端子与电流检测用的电阻R1的连接点之间，经由电阻R2连接有电容器C3，电阻R2与电容器C3的连接点和控制电路部Z1的FB端子连接。电阻R2和电容器C3的串联电路作为滤波器进行工作，通过电流检测用的电阻R1，将在电抗器L1和LED负载RL流过的电流值作为从COMMON端子观察的负电压输入到控制电路部Z1的FB端子。另外，在控制电路部Z1的FBOUT端子与COMMON端子之间连接有电容器C4。电容器C4相对于从FBOUT端子流出或流入到FBOUT端子的电流值，具有比交流输入电压Vin的半周期长的时间常数，通过电容器C4将在FBOUT端子出现的电压充分平滑至大致成为DC电平为止。
并且，电抗器L1与连接有LED负载RL的正侧输出端子之间的连接点经由二极管D3和电阻R3与控制电路部Z1的BD（谷底检测）端子连接。此外，在电流检测用的电阻R1与电抗器L1的连接点、和控制电路部Z1的COMMON端子与电流检测用的电阻R1的连接点之间，经由电阻R4连接有电容器C5，电阻R4与电容器C5的连接点和控制电路部Z1的OCP端子连接。
参照图22，内置有开关元件M1的控制电路部Z1具有跨导放大器OTA、比较器CP1、CP2、CP3、CP4、恒流电路CC、电容器Ct、开关元件M2和“与”电路AND。
跨导放大器OTA的反相输入端子与FB端子连接，将输入到FB端子的负电压和与同相输入端子连接的基准电压进行比较，对其电压的差分进行放大，并从电压信号转换为电流信号后输出。跨导放大器OTA的输出端子与FBOUT端子以及比较器CP1的同相输入端子连接。由此，跨导放大器OTA的输出被置换为通过与FBOUT端子连接的电容器C4平滑至大致成为DC电平为止的电压信号，并作为FB电压输入到比较器CP1的同相输入端子。
比较器CP1的反相输入端子与恒流电路CC的输出端子、电容器Ct的一个端子以及开关元件M2的漏极连接。此处，恒流电路CC、电容器Ct和开关元件M2构成三角波振荡器，并将三角波输入到比较器CP1的反相输入端子。即，通过将开关元件M2设为断开状态并通过恒流电路CC以恒定电流对电容器Ct进行充电来确定三角波波形的倾斜度，通过导通（turn on）开关元件M2来确定三角波振荡的复位时机。开关元件M2的栅极与同相输入端子被连接到BD端子的比较器CP2的输出端子连接，开关元件M2在电抗器L1的能量释放时机被导通。比较器CP1的输出端子经由“与”电路AND和开关元件M1的栅极连接。由此，生成与FB电压相应的接通宽度信号，并在临界模式下进行开关元件M1的开关动作。由此，通过进行仅用FB电压确定接通宽度的电压模式控制，流过与对输入交流电压进行整流后的正弦波电压成比例的开关电流，因此还具有功率因数改善功能。此外，由于临界模式下的动作、即在电抗器L1的电压谐振期间的最低点处使开关元件M1导通，能够实现低噪声的电源。
比较器CP3是过电压检测用的OVP（过电压保护）电路。比较器CP3的反相输入端子和Vcc端子连接，输出端子和“与”电路AND的输入端子连接。因此，在负载断开时Vcc端子电压超过了预先设定的阈值的情况下，截止（turn off）比较器CP3的输出，停止开关元件M1的开关动作。
比较器CP4是过电流检测用的OCP（过电流保护）电路。比较器CP4的反相输入端子和OCP端子连接，输出端子和“与”电路AND的输入端子连接。因此，在与LED负载RL串联连接的电流检测用的电阻R1流过的电流超过了预先设定的阈值的情况下，截止比较器CP4的输出，停止开关元件M1的开关动作。
【专利文献1】日本特开2012-16138号公报
但是，在LED亮灯装置中，判定输入电流Iin的波形以怎样的程度接近正弦波的高次谐波电流限制也成为了重要的规格，但在现有技术中，存在以下问题：实际的输入电流Iin的波形容易成为偏离正弦波的状态，有时无法满足高次谐波电流限制。即，在使不使用乘法器的功率因数改善电路在临界模式下动作的情况下，在交流输入电压Vin的低电压时，电抗器L1的能量释放量较少，因此断开时间缩短，即使无论交流电压的大小如何，接通期间都大致恒定，周期也相对缩短，因此如图23所示，存在输入到比较器CP1的反相输入端子的三角波的振荡频率（开关元件M1的开关频率）在交流输入电压Vin的零V附近增高的特性，该零V附近的开关电流平均值增大。因此，如图24的（a）所示，输入电流Iin的波形成为稍稍偏离正弦波的波形，因此即使功率因数超出，电流失真率（A THD）也增大，成为包含较多的高次谐波的电流波形。此外，如图24的（b）所示，在进行了LED负载的50%调光等的情况下，电流失真率变得更明显。此外，由于AC线滤波器的结构等，不会变为开关电流波形的峰值形状≒输入电流波形的情况。
发明内容
本发明的目的在于鉴于上述问题点而解决现有技术的上述问题，提供一种能够使输入电流波形接近正弦波、且能够容易地满足高次谐波电流限制的直流电源装置。
本发明的直流电源装置，其通过对与电抗器串联连接的开关元件进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压转换为直流电压并提供给负载，该直流电源装置的特征在于具备：控制电路，其相对于所述整流后的接地线浮置地进行动作，根据在所述电抗器和串联连接于该电抗器的所述负载中流过的电流值，控制所述开关元件的接通宽度；以及振荡电路，其不与所述电抗器的能量释放时机同步地对所述控制电路的所述接通断开控制的开关频率进行控制。
并且，在本发明的直流电源装置中，所述振荡电路可以恒定地控制所述开关频率。
并且，在本发明的直流电源装置中，所述振荡电路可以在整流后的交流输入电压的上升的规定的时间内降低所述开关频率。
并且，在本发明的直流电源装置中，所述负载可以是LED（Light-Emitting Diode，发光二极管），所述控制电路以在所述电抗器和所述负载中流过的电流值恒定的方式进行恒流控制。
此外，本发明的直流电源装置，其通过对与电抗器串联连接的开关元件进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压转换为直流电压并提供给负载，该直流电源装置的特征在于具备：控制电路，其相对于所述整流后的接地线浮置地进行动作，将在所述电抗器和串联连接于该电抗器的所述负载中流过的电流值作为反馈信号来控制所述开关元件的接通宽度；电压上升检测电路，其检测输出电压的上升而使所述反馈信号上拉或下拉；以及过电压保护电路，其通过所述反馈信号的上拉或下拉来停止所述开关元件的接通断开控制。
根据本发明，起到如下效果：能够进行与临界模式不同的开关动作，能够使输入电流波形接近正弦波、且能够容易地满足高次谐波电流限制。
附图说明
图1是示出本发明的直流电源装置的第1实施方式的电路结构的电路结构图。
图2是示出图1所示的控制电路部的电路结构的电路结构图。
图3是示出图1所示的控制电路部中的振荡频率与交流输入电压之间的关系的波形图。
图4是示出本发明的直流电源装置的第1实施方式（a）和现有电路（b）中的输入电源为AC100V的情况下的输入电流与交流输入电压之间的关系的波形图。
图5是示出本发明的直流电源装置的第1实施方式（a）和现有电路（b）中的输入电源为AC230V的情况下的输入电流与交流输入电压之间的关系的波形图。
图6是示出本发明的直流电源装置的第1实施方式（a）和现有电路（b）中的输入电源为AC100V且50%调光时的输入电流与交流输入电压之间的关系的波形图。
图7是示出本发明的直流电源装置的第1实施方式（a）和现有电路（b）中的输入电源为AC230V且50%调光时的输入电流与交流输入电压之间的关系的波形图。
图8是示出本发明的直流电源装置的第2实施方式的电路结构的电路结构图。
图9是示出图8所示的控制电路部的电路结构的电路结构图。
图10是图8所示的控制电路部的各部分的波形图。
图11是示出图8所示的控制电路部中的振荡频率与交流输入电压之间的关系的波形图。
图12是示出本发明的直流电源装置的第3实施方式的电路结构的电路结构图。
图13是示出本发明的直流电源装置的第4实施方式的电路结构的电路结构图。
图14是示出将本发明的直流电源装置的第1实施方式应用到降压-升压电路时的电路结构的电路结构图。
图15是示出将本发明的直流电源装置的第2实施方式应用到降压-升压电路时的电路结构的电路结构图。
图16是示出将本发明的直流电源装置的第2实施方式应用到降压-升压电路时的电路结构的电路结构图。
图17是示出将本发明的直流电源装置的第2实施方式应用到降压-升压电路时的电路结构的电路结构图。
图18是说明降压斩波电路中的灭灯时的漏电流的流动的电路结构图。
图19是说明降压斩波电路中的灭灯时的漏电流的流动的电路结构图。
图20是说明降压-升压电路中的灭灯时的漏电流的流动的电路结构图。
图21是示出现有的直流电源装置的电路结构的电路结构图。
图22是示出图21所示的控制电路部的电路结构的电路结构图。
图23是示出图21所示的控制电路部中的振荡频率与交流输入电压之间的关系的波形图。
图24是示出现有的直流电源装置中的输入电源为AC100V的情况（a）和AC100V且50%调光的情况（b）下的输入电流与交流输入电压之间的关系的波形图。
标号说明
1、10、20、30、40、50、51、52、53、60、61、70：LED亮灯装置；AC：商用交流电源；AND：“与”电路；C1：平滑电容器；C2、C3、C4、C5、C6、Ct：电容器；Cin：电容器；D1：再生二极管；D2、D3：二极管；DB：整流电路；L1：电抗器；M1：开关元件；M2、M3、M4、M5：开关元件；OTA：跨导放大器；CP1、CP2、CP3、CP4、CP5、CP6：比较器；OSC1、OSC2：振荡器；PCD：发光元件（光耦合器）；PCTR：受光元件（光耦合器）；R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、Rdet、Rpass：电阻；RL：LED负载；Z1、Z2、Z3：控制电路部；ZD1：齐纳二极管；21：钳位电路；22：恒流源；23：计时电路。
具体实施方式
接着，参照附图具体地说明本发明的实施方式。另外，对与在图21和图22说明的现有电路相同的要素标注相同标号并省略说明。
（第1实施方式）
参照图1，作为本发明的直流电源装置的第1实施方式的LED亮灯装置10在整流电路DB的整流输出正极端子（电容器Cin的正极端子）上连接有将COMMON端子设为了浮置状态的控制电路部Z2。控制电路部Z2中未设置BD（谷底检测）端子，成为未输入电抗器L1的能量释放时机的结构。
参照图2，控制电路部Z2的比较器CP1的反相输入端子与振荡电路OSC1的输出端子连接。振荡电路OSC1是输出不与电抗器L1的能量释放时机同步的三角波的振荡电路。在第1实施方式中，振荡电路OSC1以预先设定的恒定周期输出三角波，如图3所示，振荡频率不论交流输入电压Vin是零还是峰值都是恒定的。因此，比较器CP1的输出成为周期恒定、且根据输入到同相输入端子的反馈电压改变接通宽度的占空比的PWM信号。
图4的（a）中示出了交流输入电压Vin为AC100V的情况下的LED亮灯装置10中的输入电流Iin与交流输入电压Vin之间的关系。参照图4可知，图4的（a）所示的LED亮灯装置10中的输入电流Iin与图4的（b）所示的现有的LED亮灯装置1中的输入电流Iin相比，成为接近正弦波的形状。因此，在LED亮灯装置10中，与现有电路（LED亮灯装置1）相比，电流失真率（A THD）减小，从而能够抑制高次谐波电流。
图5的（a）中示出了交流输入电压Vin为AC230V的情况下的LED亮灯装置10中的输入电流Iin与交流输入电压Vin之间的关系，图5的（b）中示出了交流输入电压Vin为AC230V的情况下的现有电路（LED亮灯装置1）中的输入电流Iin与交流输入电压Vin之间的关系。参照图5的（a）、（b）可知，输入电流Iin的波形在LED亮灯装置10和现有电路（LED亮灯装置1）中差异较大，LED亮灯装置10中的输入电流Iin的波形更接近正弦波，有利于应对高次谐波。
图6的（a）中示出了交流输入电压Vin为AC100V且50%调光时的LED亮灯装置10中的输入电流Iin与交流输入电压Vin之间的关系，图6的（b）中示出了交流输入电压Vin为AC100V且50%调光时的现有电路（LED亮灯装置1）中的输入电流Iin与交流输入电压Vin之间的关系。此外，图7的（a）中示出了交流输入电压Vin为AC230V且50%调光时的LED亮灯装置10中的输入电流Iin与交流输入电压Vin之间的关系，图7的（b）中示出了交流输入电压Vin为AC230V且50%调光时的现有电路（LED亮灯装置1）中的输入电流Iin与交流输入电压Vin之间的关系。参照图6的（a）、（b）和图7的（a）、（b）可知，输入电流Iin的波形在LED亮灯装置10和现有电路（LED亮灯装置1）中差异较大，在调光时（轻负载时）LED亮灯装置10中的输入电流Iin的波形也更接近正弦波，有利于应对高次谐波。
此外，参照图1，LED亮灯装置10具有：小信号MOSFET等的开关元件M3，其连接在与控制电路部Z2的FBOUT端子连接的电容器C4和COMMON端子之间；以及连接在控制电路部Z2的Vcc端子与开关元件M3的栅极之间的齐纳二极管ZD1和反相电路INV1。控制电路部Z2的Vcc端子与齐纳二极管ZD1的阴极连接，齐纳二极管ZD1的阳极经由反相电路INV1与开关元件M3的栅极连接。此外，参照图2，控制电路部Z2中设置有在负载断开时作为过电压检测用的OVP（过电压保护）电路进行工作的比较器CP5。比较器CP5的反相输入端子和FBOUT端子连接，输出端子和“与”电路AND的输入端子连接。
开关元件M3在通常时（Vcc端子的电压为齐纳二极管ZD1的齐纳电压以下的情况）为接通状态。因此，在控制电路部Z2的FBOUT端子上，实质上成为仅连接有电容器C4。这里在产生了负载断开造成的输出过电压的情况下，齐纳二极管ZD1由于Vcc端子的电压上升而导通，开关元件M3接受反相电路INV1的输出而被截止。通过开关元件M3的截止，由于FBOUT端子的流出电流，FBOUT端子的电压急速上升而被上拉，因此比较器CP5的输出被截止，开关元件M1的开关动作停止。即，基于负载断开的OVP电路的动作电压能够通过作为控制电路部Z2的外装元件的齐纳二极管ZD1的齐纳电压而被任意设定。
此外，从Vcc端子的电压上升到比较器CP5的输出被截止为止的动作速度由于不需要对电容器充电，因此能够非常迅速地高速进行负载断开时的保护动作。因此，能够将负载断开时的输出电压上升量抑制得较低，不需要使平滑电容器C1的电容具有过度的余量，因此能够进一步进行临界的耐压设计，从而还带来电源的成本降低。
另外，在图21和图22所示的现有电路（LED亮灯装置1）中，使控制电路部Z1内的比较器CP3作为OVP电路进行工作，因此无法任意设定动作电压。此外，假设即使令控制电路部Z1的其他端子具有OVP功能，在实际动作中也存在保护动作速度慢、无法得到充分满足的性能的情况。该情况下，在各端子上连接有控制稳定动作用的电容器，其充电时间耗费一定的时间，因此难以进行瞬间的保护动作。
如以上所说明那样，第1实施方式是一种LED亮灯装置1，其通过对与电抗器 L1串联连接的开关元件M1进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压Vin转换为直流电压并提供到LED负载RL，在该LED亮灯装置1中，具有：控制电路（比较器CP1），其相对于整流后的接地线GND1浮置地进行动作，根据在电抗器L1和LED负载RL流过的电流值控制开关元件M1的接通宽度；以及振荡电路OSC1，其不与电抗器L1的能量释放时机同步地对控制电路（比较器CP1）的接通断开控制的开关频率进行控制。根据该结构，能够进行与临界模式不同的开关动作，能够使输入电流波形接近正弦波、且能够容易地满足高次谐波电流限制。该效果在交流输入电压Vin为高压时或轻负载也能够得到，因此在还作为LED照明的特征的调光动作（轻负载）时，也能够充分满足高次谐波电流限制。
并且，根据第1实施方式，通过振荡电路OSC1恒定控制开关频率。根据该结构，能够抑制交流输入电压Vin为零V附近期间的开关电流平均值，能够使输入电流波形更接近正弦波。
此外，在现有的开关频率不被固定的临界模式中，在调光动作（轻负载）时负载电流越小，开关频率越上升，如果不能完全缩小供给电力，则无法进行到灭灯区域为止的调光。与此相对，能够通过恒定控制开关频率，进行明暗范围内的调光。
此外，根据第1实施方式，是一种LED亮灯装置1，其通过对与电抗器L1串联连接的开关元件M1进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压Vin转换为直流电压并提供到LED负载RL，在该LED亮灯装置1中，具有：控制电路（比较器CP1），其相对于整流后的接地线GND1浮置地进行动作，将在电抗器L1和LED负载RL流过的电流值作为反馈信号来控制开关元件M1的接通宽度；检测输出电压的上升而使反馈信号上拉的电压上升检测电路（齐纳二极管ZD1、反相电路INV1、开关元件M3）；以及通过反馈信号的上拉来停止开关元件M1的接通断开控制的过电压保护电路（比较器CP5）。根据该结构，能够将过电压保护动作设定为最佳电压值，且能够高速进行电压保护动作。因此，能够将连接到LED负载RL侧的部件的耐压降低至临界，能够实现使用部件的小型化和基板面积缩小等而引起的电源整体的成本降低。
（第2实施方式）
作为本发明的直流电源装置的第2实施方式的LED亮灯装置20采用了如下结构：在交流输入电压Vin的上升期间内，降低振荡频率并限制开关电流。能够通过第1实施方式的LED亮灯装置20使输入电流波形Iin接近正弦波，但输入电流波形Iin 成为相位比交流输入电压Vin提前的状态。如图5的（a）和图7的（a）所示，交流输入电压Vin的电压越高，该趋势越明显。因此，在作为第2实施方式的LED亮灯装置20中，通过在交流输入电压Vin的上升期间内限制开关电流，使输入电流Iin更接近正弦波，进一步抑制高次谐波电流。
参照图8，LED亮灯装置20不将第1实施方式的控制电路部Z2，而将设置有det端子的控制电路部Z3以COMMON端子为浮置状态连接到整流电路DB的整流输出正极端子（电容器Cin的正极端子）。控制电路部Z3的det端子是用于检测交流输入电压Vin的零V附近的端子，经由电阻Rdet与整流电路DB的整流输出负极端子（电容器Cin的负极端子）连接。
参照图9，控制电路部Z3除了第1实施方式的控制电路部Z2的结构以外，还具有钳位电路21、电容器C6、恒流源22、比较器CP6、计时电路23和具有频率切换功能的振荡电路OSC2。
COMMON端子和整流电路DB的整流输出负极端子（电容器Cin的负极端子）不是公共电位，因此无法进行电阻分压输入。因此，考虑成控制电路部Z3以负电压对COMMON端子的电压进行了开关，对图10的（a）所示的施加到电阻Rdet的电压进行电压/电流转换并输入到det端子。
钳位电路21的输入端子与det端子连接。钳位电路21具有对负电位进行钳位的功能，并且具有作为电流镜电路的功能。如图10的（b）所示，钳位电路21的输出通过电容器C6和恒流源22生成为与交流输入电压Vin的全波整流波形相似的电压波形，并被输入到比较器CP6的反相输入端子。
向比较器CP6的同相输入端子输入了基准电压Vth。如图10的（c）所示，比较器CP6的输出在与交流输入电压Vin的全波整流波形相似的电压波形低于基准电压Vth时成为高电平，检测出交流输入电压Vin的零V附近。如图10的（d）所示，计时电路23在比较器CP6的输出变为高电平时，在预先设定的规定的时间（例如2ms等）内输出高电平的信号。并且，振荡电路OSC2具有频率切换功能，如图10的（e）、图11所示，在计时电路23的输出为高电平的期间内降低振荡频率。由此，比较器CP1为低电平的期间（断开期间）伸长，限制了开关电流。另外，图11中示出了在计时电路23的输出上升时降低振荡频率后，使振荡频率逐渐恢复的例子，但振荡频率的下降幅度和恢复方式可以根据元件的特性等而适当设定。
如以上所说明那样，根据第2实施方式，构成为通过振荡电路OSC2在交流输入电压Vin的上升的规定的时间内降低开关频率。根据该结构，能够通过在交流输入电压Vin的上升期间中限制开关电流，使输入电流Iin更接近正弦波，进一步抑制高次谐波电流。
（第3实施方式）
参照图12，在作为本发明的直流电源装置的第3实施方式的LED亮灯装置30中，小信号MOSFET等的开关元件M4和连接到控制电路部Z3的FBOUT端子的电容器C4并联连接。控制电路部Z3的Vcc端子与齐纳二极管ZD1的阴极连接，齐纳二极管ZD1的阳极与开关元件M4的栅极连接。此外，在齐纳二极管ZD1的阳极与COMMON端子之间连接有电阻R5。
开关元件M4在通常时（Vcc端子的电压为齐纳二极管ZD1的齐纳电压以下的情况）为断开状态。因此，在控制电路部Z3的FBOUT端子上，实质上成为仅连接有电容器C4。这里在产生了负载断开造成的输出过电压的情况下，齐纳二极管ZD1由于Vcc端子的电压上升而导通，从而导通开关元件M3。通过开关元件M3的导通，连接FBOUT端子和COMMON端子，并下拉FBOUT端子。由此，作为接通/断开电路（控制电路部Z3的起动/停止电路）进行工作，开关元件M1的开关动作停止。
如以上所说明那样，根据第3实施方式，是一种LED亮灯装置1，其通过对与电抗器L1串联连接的开关元件M1进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压Vin转换为直流电压并提供到LED负载RL，在该LED亮灯装置1中，具有：控制电路（比较器CP1），其相对于整流后的接地线GND1浮置地进行动作，将在电抗器L1和LED负载RL流过的电流值作为反馈信号来控制开关元件M1的接通宽度；检测输出电压的上升而使反馈信号下拉的电压上升检测电路（齐纳二极管ZD1、开关元件M4）；以及通过反馈信号的上拉来停止开关元件M1的接通断开控制的过电压保护电路（比较器CP1）。根据该结构，能够将过电压保护动作设定为最佳电压值。此外，能够将控制接通宽度的控制电路（比较器CP1）用作过电压保护电路，从而不需要在控制电路部Z3内另外设置用于过电压保护的电路。
（第4实施方式）
参照图13，在作为本发明的直流电源装置的第4实施方式的LED亮灯装置40中，控制电路部Z3的Vcc端子与齐纳二极管ZD1的阴极连接，齐纳二极管ZD1的阳极与控制电路部Z3的FB端子连接。通过Vcc端子的电压上升，齐纳二极管ZD1导通，从而上拉FB端子。并且，通过在控制电路部Z3的跨导放大器OTA中设置正侧的阈值，检测FB端子的上拉并停止开关元件M1的开关动作。
如以上所说明那样，根据第4实施方式，是一种LED亮灯装置40，其通过对与电抗器L1串联连接的开关元件M1进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压Vin转换为直流电压并提供到LED负载RL，在该LED亮灯装置40中，具有：控制电路（比较器CP1），其相对于整流后的接地线GND1浮置地进行动作，将在电抗器L1和LED负载RL流过的电流值作为反馈信号来控制开关元件M1的接通宽度；检测输出电压的上升而使反馈信号下拉的电压上升检测电路（齐纳二极管ZD1）；以及通过反馈信号的上拉来停止开关元件M1的接通断开控制的过电压保护电路（比较器CP1），其兼用作跨导放大器OTA。根据该结构，能够将过电压保护动作设定为最佳电压值。此外，能够将生成反馈信号的跨导放大器OTA用作过电压保护电路，从而不需要在控制电路部Z3内另外设置用于过电压保护的电路。
另外，在第1至第4实施方式中，说明了降压斩波电路的例子，但如图14至图17所示，本发明还能够应用于降压-升压（升降压斩波）电路。图14中示出了将第1实施方式应用到了降压-升压电路的LED亮灯装置50，图15至图17中示出了将第2实施方式应用到了各种降压-升压电路的LED亮灯装置51、52、53。
此外，能够通过采用降压-升压电路，防止LED负载RL的微发光。
即，在通过外部的接通/断开信号而被点亮/熄灭的LED亮灯装置中，在灭灯的情况下期望完全熄灭（无发光）。但是，用于发光部的LED负载RL是即使用微小的电流也能够发光的元件，在即使通过断开信号进行灭灯，也在LED中流过控制电路Z2、Z3的微小的漏电流时，有时能够看到其微发光。
例如，如图18所示，在采用了降压斩波电路的LED亮灯装置60中，在控制电路部Z2的FBOUT端子与COMMON端子之间，连接有由电容器C4和光耦合器的受光元件PCTR构成的并联电路。并且，在光耦合器的发光元件PCD上，串联连接有通过接通/断开信号进行控制的开关元件M5。由此，在利用接通信号的亮灯时，光耦合器的受光元件PCTR不导通，在FBOUT端子上，实质上成为仅连接有电容器C4。并且，在利用断开信号的灭灯时，光耦合器的受光元件PCTR导通，连接FBOUT端子和COMMON端子，并下拉FBOUT端子。由此，作为控制电路部Z2的接通/ 断开电路（起动/停止电路）进行工作，停止开关元件M1的开关动作。
但是，控制电路部Z2仅在向Vcc端子提供电源的情况下，始终流过控制电路电流，从common端子流出控制电路电流（1mA左右）作为漏电流。因此，即使通过断开信号停止开关动作，来自控制电路部Z2的漏电流也经过图18中虚线箭头所示的环路，因此LED负载RL微发光。因此，在灭灯时也隐约地亮灯。
另外，如图19所示的采用了降压斩波电路的LED亮灯装置61那样，通过对LED负载RL并联连接电阻Rpass，来自控制电路部Z2的漏电流如图19中虚线箭头所示那样流向电阻Rpass，从而能够通过电阻Rpass吸收灭灯时的漏电流。但是，电阻Rpass在亮灯时也作为负载发挥作用，因此流过的电流越多，效率越降低。
与此相对，通过采用图20所示那样的降压-升压电路作为LED亮灯装置70，即使存在来自控制电路Z2的漏电流也能够防止LED负载RL的微发光。即，在降压-升压电路中，从common端子流出的漏电流如图20中虚线箭头所示那样，被与LED负载RL串联连接的再生二极管D1阻挡而流入到电抗器L1。因此，LED负载RL不会由于漏电流而微发光。因此，能够在不追加带来效率降低的漏电通过电阻的情况下实现防止LED的微发光。
由此，在LED亮灯装置中，通过采用浮置升降压斩波，在灭灯时形成来自控制电路部Z2的漏电流的通过路径，因此能够将LED负载RL设为完全不发光的状态。
以上，用具体的实施方式说明了本发明，但是上述实施方式只是一例，显然能够在不脱离本发明主旨的范围内进行变更来实施。

资源描述

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1、(10)申请公布号 CN 103916027 A (43)申请公布日 2014.07.09 CN 103916027 A (21)申请号 201310741532.6 (22)申请日 2013.12.27 2012-287399 2012.12.28 JP H02M 7/04(2006.01) H02M 1/12(2006.01) H02M 3/155(2006.01) H05B 37/02(2006.01) (71)申请人三垦电气株式会社地址日本埼玉县 (72)发明人吉永充达木村研吾中野利浩 (74)专利代理机构北京三友知识产权代理有限公司 11127 代理人李辉金玲 (。

2、54) 发明名称直流电源装置 (57) 摘要本发明提供直流电源装置，其能够使输入电流波形接近正弦波、且能够容易地满足高次谐波电流限制。LED 亮灯装置（1），其通过对与电抗器（L1）串联连接的开关元件（M1）进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压（Vin）转换为直流电压并提供给 LED 负载（RL），在该 LED 亮灯装置（1）中，具备控制电路（Z2），该控制电路（Z2）相对于整流后的接地线（GND1）浮置地进行动作，根据在电抗器（L1）和 LED 负载（RL）流过的电流值控制开关元件（M1）的接通宽度，控制。

3、电路（Z2）具备不与电抗器（L1）的能量释放时机同步地对接通断开控制的开关频率进行控制的振荡电路。 (30)优先权数据 (51)Int.Cl. 权利要求书 1 页说明书 9 页附图 24 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请权利要求书1页说明书9页附图24页 (10)申请公布号 CN 103916027 A CN 103916027 A 1/1 页 2 1. 一种直流电源装置，其通过对与电抗器串联连接的开关元件进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压转换为直流电压并提供给负载，该直流电源装置的特征在于具备：控制电路，其相对于所述整流。

4、后的接地线浮置地进行动作，根据在所述电抗器和串联连接于该电抗器的所述负载中流过的电流值，控制所述开关元件的接通宽度；以及振荡电路，其不与所述电抗器的能量释放时机同步地对所述控制电路的所述接通断开控制的开关频率进行控制。 2. 根据权利要求 1 所述的直流电源装置，其特征在于，所述振荡电路恒定地控制所述开关频率。 3. 根据权利要求 2 所述的直流电源装置，其特征在于，所述振荡电路在整流后的交流输入电压的上升的规定的时间内降低所述开关频率。 4. 根据权利要求 1 所述的直流电源装置，其特征在于，所述负载是发光二极管，所述控制电路以使在所述电抗器和所述负载中流过的电。

5、流值恒定的方式进行恒流控制。 5. 根据权利要求 2 所述的直流电源装置，其特征在于，所述负载是发光二极管，所述控制电路以使在所述电抗器和所述负载中流过的电流值恒定的方式进行恒流控制。 6. 根据权利要求 3 所述的直流电源装置，其特征在于，所述负载是发光二极管，所述控制电路以使在所述电抗器和所述负载中流过的电流值恒定的方式进行恒流控制。 7. 一种直流电源装置，其通过对与电抗器串联连接的开关元件进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压转换为直流电压并提供给负载，该直流电源装置的特征在于具备：控制电路，其相对于所述整流后的接地线浮置地进行动作，将在所述电抗器和。

6、串联连接于该电抗器的所述负载中流过的电流值作为反馈信号来控制所述开关元件的接通宽度；电压上升检测电路，其检测输出电压的上升而使所述反馈信号上拉或下拉；以及过电压保护电路，其通过所述反馈信号的上拉或下拉来停止所述开关元件的接通断开控制。权利要求书 CN 103916027 A 2 1/9 页 3 直流电源装置技术领域 0001 本发明涉及将商用交流电源的交流输入电压转换为期望的直流电压并输出的直流电源装置。背景技术 0002 在用于商用电源的 LED 亮灯装置等的直流电源装置中，在与各国使用的商用电源的电压自动对应的全球输入对应的设备种类中，交流输入电压。

7、在 AC120V 400V 左右范围内较大幅变动。在这种 LED 亮灯装置采用非绝缘型的降压斩波器方式的情况下，抑制开关元件的电压波形的最大值，缩短安全标准上的绝缘距离而实现高密度安装，或者由于大幅度超过了由控制 IC 构成的控制电路部的 Vcc GND 耐压，而采用了不使控制电路部的 GND 端子与整流后的 GND 电位连接而使其浮置的浮置降压斩波器方式（例如参照专利文献 1）。 0003 在专利文献 1 中特别明确记载了在临界模式下进行平均电流值控制的情况。当在临界模式下进行兼有功率因数改善动作的平均电流值控制时，振荡频率在交流输入电压的零电压到峰值电压的范围内变动。

8、。按照每个该振荡频率的开关电流由整流平滑部的滤波电路平滑而成为输出电流波形。 0004 参照图 21，在临界模式下动作的现有的 LED 亮灯装置 1 经由 AC 线滤波器（EMI 滤波器，电磁干扰滤波器）在整流电路 DB 的交流输入端子上连接有商用交流电源 AC，在整流电路 DB 的整流输出正极端子（电容器 Cin 的正极端子）上连接有将 COMMON（公共）端子设为了浮置状态的控制电路部Z1，在其后级连接有由电感器L1、再生二极管D1和平滑电容器 C1 等构成的降压斩波器的电路结构部件。 0005 控制电路部 Z1 中内置有 MOSFET 等的开关元件 M1。并。

9、且，连接有开关元件 M1 的漏极的 D/ST 端子与整流电路 DB 的整流输出正极端子（电容器 Cin 的正极端子）连接，在连接有开关元件 M1 的源极的 COMMON 端子上，连接有电流检测用的电阻 R1 的一个端子。此外，电流检测用的电阻 R1 的另一个端子与电抗器 L1 的一个端子连接，电抗器 L1 的另一个端子成为连接有 LED 负载 RL 的正侧输出端子。连接有 LED 负载 RL 的负侧输出端子与整流电路 DB 的整流输出负极端子（电容器 Cin 的负极端子）连接，连接负侧输出端子和整流电路 DB 的整流输出负极端子（电容器 Cin 的负极端子）的线成。

10、为接地线 GND1。在控制电路部 Z1 的 COMMON端子与电流检测用的电阻R1的连接点处，连接有再生二极管D1的阴极端子，再生二极管 D1 的阳极端子与接地线 GND1 连接。此外，在电抗器 L1 与连接有 LED 负载 RL 的正侧输出端子的连接点、和接地线 GND1 之间，连接有平滑电容器 C1。 0006 在电抗器 L1 与连接有 LED 负载 RL 的正侧输出端子的连接点、和控制电路部 Z1 的 COMMON 端子与电流检测用的电阻 R1 的连接点之间，经由二极管 D2 连接有电容器 C2，二极管 D2 与电容器 C2 的连接点和控制电路部 Z1 的 VCC 。

11、端子连接。由此，控制电路部 Z1 的电源从 LED 负载 RL 以自举升压结构进行提供。 0007 此外，在电流检测用的电阻 R1 与电抗器 L1 的连接点、和控制电路部 Z1 的 COMMON 端子与电流检测用的电阻 R1 的连接点之间，经由电阻 R2 连接有电容器 C3，电阻 R2 与电容说明书 CN 103916027 A 3 2/9 页 4 器 C3 的连接点和控制电路部 Z1 的 FB 端子连接。电阻 R2 和电容器 C3 的串联电路作为滤波器进行工作，通过电流检测用的电阻R1，将在电抗器L1和LED负载RL流过的电流值作为从 COMMON 端子观察的负电压。

12、输入到控制电路部 Z1 的 FB 端子。另外，在控制电路部 Z1 的 FBOUT 端子与 COMMON 端子之间连接有电容器 C4。电容器 C4 相对于从 FBOUT 端子流出或流入到FBOUT端子的电流值，具有比交流输入电压Vin的半周期长的时间常数，通过电容器C4 将在 FBOUT 端子出现的电压充分平滑至大致成为 DC 电平为止。 0008 并且，电抗器 L1 与连接有 LED 负载 RL 的正侧输出端子之间的连接点经由二极管 D3 和电阻 R3 与控制电路部 Z1 的 BD（谷底检测）端子连接。此外，在电流检测用的电阻 R1 与电抗器 L1 的连接点、和控制电路部 Z1。

13、的 COMMON 端子与电流检测用的电阻 R1 的连接点之间，经由电阻 R4 连接有电容器 C5，电阻 R4 与电容器 C5 的连接点和控制电路部 Z1 的 OCP 端子连接。 0009 参照图22，内置有开关元件M1的控制电路部Z1具有跨导放大器OTA、比较器CP1、 CP2、 CP3、 CP4、恒流电路 CC、电容器 Ct、开关元件 M2 和 “与” 电路 AND。 0010 跨导放大器 OTA 的反相输入端子与 FB 端子连接，将输入到 FB 端子的负电压和与同相输入端子连接的基准电压进行比较，对其电压的差分进行放大，并从电压信号转换为电流信号后输出。跨导放大。

14、器 OTA 的输出端子与 FBOUT 端子以及比较器 CP1 的同相输入端子连接。由此，跨导放大器 OTA 的输出被置换为通过与 FBOUT 端子连接的电容器 C4 平滑至大致成为 DC 电平为止的电压信号，并作为 FB 电压输入到比较器 CP1 的同相输入端子。 0011 比较器 CP1 的反相输入端子与恒流电路 CC 的输出端子、电容器 Ct 的一个端子以及开关元件 M2 的漏极连接。此处，恒流电路 CC、电容器 Ct 和开关元件 M2 构成三角波振荡器，并将三角波输入到比较器 CP1 的反相输入端子。即，通过将开关元件 M2 设为断开状态并通过恒流电路 CC 以恒。

15、定电流对电容器 Ct 进行充电来确定三角波波形的倾斜度，通过导通（turn on）开关元件 M2 来确定三角波振荡的复位时机。开关元件 M2 的栅极与同相输入端子被连接到 BD 端子的比较器 CP2 的输出端子连接，开关元件 M2 在电抗器 L1 的能量释放时机被导通。比较器 CP1 的输出端子经由 “与” 电路 AND 和开关元件 M1 的栅极连接。由此，生成与 FB 电压相应的接通宽度信号，并在临界模式下进行开关元件 M1 的开关动作。由此，通过进行仅用 FB 电压确定接通宽度的电压模式控制，流过与对输入交流电压进行整流后的正弦波电压成比例的开关电流，因此还具。

16、有功率因数改善功能。此外，由于临界模式下的动作、即在电抗器L1的电压谐振期间的最低点处使开关元件M1导通，能够实现低噪声的电源。 0012 比较器 CP3 是过电压检测用的 OVP（过电压保护）电路。比较器 CP3 的反相输入端子和 Vcc 端子连接，输出端子和 “与” 电路 AND 的输入端子连接。因此，在负载断开时 Vcc 端子电压超过了预先设定的阈值的情况下，截止（turn off）比较器 CP3 的输出，停止开关元件 M1 的开关动作。 0013 比较器 CP4 是过电流检测用的 OCP（过电流保护）电路。比较器 CP4 的反相输入端子和 OCP 端子。

17、连接，输出端子和 “与” 电路 AND 的输入端子连接。因此，在与 LED 负载 RL 串联连接的电流检测用的电阻 R1 流过的电流超过了预先设定的阈值的情况下，截止比较器 CP4 的输出，停止开关元件 M1 的开关动作。 0014 【专利文献 1】日本特开 2012-16138 号公报说明书 CN 103916027 A 4 3/9 页 5 0015 但是，在 LED 亮灯装置中，判定输入电流 Iin 的波形以怎样的程度接近正弦波的高次谐波电流限制也成为了重要的规格，但在现有技术中，存在以下问题：实际的输入电流 Iin 的波形容易成为偏离正弦波的状态，有时无。

18、法满足高次谐波电流限制。即，在使不使用乘法器的功率因数改善电路在临界模式下动作的情况下，在交流输入电压 Vin 的低电压时，电抗器 L1 的能量释放量较少，因此断开时间缩短，即使无论交流电压的大小如何，接通期间都大致恒定，周期也相对缩短，因此如图23所示，存在输入到比较器CP1的反相输入端子的三角波的振荡频率（开关元件 M1 的开关频率）在交流输入电压 Vin 的零 V 附近增高的特性，该零 V 附近的开关电流平均值增大。因此，如图 24 的（a）所示，输入电流 Iin 的波形成为稍稍偏离正弦波的波形，因此即使功率因数超出，电流失真率（A TH。

19、D）也增大，成为包含较多的高次谐波的电流波形。此外，如图 24 的（b）所示，在进行了 LED 负载的 50% 调光等的情况下，电流失真率变得更明显。此外，由于 AC 线滤波器的结构等，不会变为开关电流波形的峰值形状输入电流波形的情况。发明内容 0016 本发明的目的在于鉴于上述问题点而解决现有技术的上述问题，提供一种能够使输入电流波形接近正弦波、且能够容易地满足高次谐波电流限制的直流电源装置。 0017 本发明的直流电源装置，其通过对与电抗器串联连接的开关元件进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压转换为直流电压并提供给负载，该直流电源装置的特征在于。

20、具备：控制电路，其相对于所述整流后的接地线浮置地进行动作，根据在所述电抗器和串联连接于该电抗器的所述负载中流过的电流值，控制所述开关元件的接通宽度；以及振荡电路，其不与所述电抗器的能量释放时机同步地对所述控制电路的所述接通断开控制的开关频率进行控制。 0018 并且，在本发明的直流电源装置中，所述振荡电路可以恒定地控制所述开关频率。 0019 并且，在本发明的直流电源装置中，所述振荡电路可以在整流后的交流输入电压的上升的规定的时间内降低所述开关频率。 0020 并且，在本发明的直流电源装置中，所述负载可以是 LED （Light-Emitting Diode。

21、，发光二极管），所述控制电路以在所述电抗器和所述负载中流过的电流值恒定的方式进行恒流控制。 0021 此外，本发明的直流电源装置，其通过对与电抗器串联连接的开关元件进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压转换为直流电压并提供给负载，该直流电源装置的特征在于具备：控制电路，其相对于所述整流后的接地线浮置地进行动作，将在所述电抗器和串联连接于该电抗器的所述负载中流过的电流值作为反馈信号来控制所述开关元件的接通宽度；电压上升检测电路，其检测输出电压的上升而使所述反馈信号上拉或下拉；以及过电压保护电路，其通过所述反馈信号的上拉或下拉来停止所述开关元件的接通。

22、断开控制。 0022 根据本发明，起到如下效果：能够进行与临界模式不同的开关动作，能够使输入电流波形接近正弦波、且能够容易地满足高次谐波电流限制。附图说明说明书 CN 103916027 A 5 4/9 页 6 0023 图 1 是示出本发明的直流电源装置的第 1 实施方式的电路结构的电路结构图。 0024 图 2 是示出图 1 所示的控制电路部的电路结构的电路结构图。 0025 图3是示出图1所示的控制电路部中的振荡频率与交流输入电压之间的关系的波形图。 0026 图 4 是示出本发明的直流电源装置的第 1 实施方式（a）和现有电路（b）中的输入电源为 AC。

23、100V 的情况下的输入电流与交流输入电压之间的关系的波形图。 0027 图 5 是示出本发明的直流电源装置的第 1 实施方式（a）和现有电路（b）中的输入电源为 AC230V 的情况下的输入电流与交流输入电压之间的关系的波形图。 0028 图 6 是示出本发明的直流电源装置的第 1 实施方式（a）和现有电路（b）中的输入电源为 AC100V 且 50% 调光时的输入电流与交流输入电压之间的关系的波形图。 0029 图 7 是示出本发明的直流电源装置的第 1 实施方式（a）和现有电路（b）中的输入电源为 AC230V 且 50% 调光时的输入电流与交流输入电压之间。

24、的关系的波形图。 0030 图 8 是示出本发明的直流电源装置的第 2 实施方式的电路结构的电路结构图。 0031 图 9 是示出图 8 所示的控制电路部的电路结构的电路结构图。 0032 图 10 是图 8 所示的控制电路部的各部分的波形图。 0033 图 11 是示出图 8 所示的控制电路部中的振荡频率与交流输入电压之间的关系的波形图。 0034 图 12 是示出本发明的直流电源装置的第 3 实施方式的电路结构的电路结构图。 0035 图 13 是示出本发明的直流电源装置的第 4 实施方式的电路结构的电路结构图。 0036 图 14 是示出将本发明的直流电源装置的第 1 实施方式应用到降。

25、压 - 升压电路时的电路结构的电路结构图。 0037 图 15 是示出将本发明的直流电源装置的第 2 实施方式应用到降压 - 升压电路时的电路结构的电路结构图。 0038 图 16 是示出将本发明的直流电源装置的第 2 实施方式应用到降压 - 升压电路时的电路结构的电路结构图。 0039 图 17 是示出将本发明的直流电源装置的第 2 实施方式应用到降压 - 升压电路时的电路结构的电路结构图。 0040 图 18 是说明降压斩波电路中的灭灯时的漏电流的流动的电路结构图。 0041 图 19 是说明降压斩波电路中的灭灯时的漏电流的流动的电路结构图。 0042 图 20 是说明降压 - 升。

26、压电路中的灭灯时的漏电流的流动的电路结构图。 0043 图 21 是示出现有的直流电源装置的电路结构的电路结构图。 0044 图 22 是示出图 21 所示的控制电路部的电路结构的电路结构图。 0045 图23是示出图21所示的控制电路部中的振荡频率与交流输入电压之间的关系的波形图。 0046 图24是示出现有的直流电源装置中的输入电源为AC100V的情况（a）和AC100V且 50% 调光的情况（b）下的输入电流与交流输入电压之间的关系的波形图。 0047 标号说明 0048 1、 10、 20、 30、 40、 50、 51、 52、 53、 60、 61、 70 ： LED 亮。

27、灯装置； AC ：商用交流电源； AND ： “与” 电路； C1 ：平滑电容器； C2、 C3、 C4、 C5、 C6、 Ct ：电容器； Cin ：电容器； D1 ：再生二极管；说明书 CN 103916027 A 6 5/9 页 7 D2、 D3 ：二极管； DB ：整流电路； L1 ：电抗器； M1 ：开关元件； M2、 M3、 M4、 M5 ：开关元件； OTA ：跨导放大器； CP1、 CP2、 CP3、 CP4、 CP5、 CP6 ：比较器； OSC1、 OSC2 ：振荡器； PCD ：发光元件（光耦合器）；。

28、 PCTR ：受光元件（光耦合器）； R1、 R2、 R3、 R4、 R5、 R6、 R7、 Rdet、 Rpass ：电阻； RL ： LED 负载； Z1、 Z2、 Z3 ：控制电路部； ZD1 ：齐纳二极管； 21 ：钳位电路； 22 ：恒流源； 23 ：计时电路。具体实施方式 0049 接着，参照附图具体地说明本发明的实施方式。另外，对与在图 21 和图 22 说明的现有电路相同的要素标注相同标号并省略说明。 0050 （第 1 实施方式） 0051 参照图 1，作为本发明的直流电源装置的第 1 实施方式的 LED 亮灯装置 10 在整流电路。

29、 DB 的整流输出正极端子（电容器 Cin 的正极端子）上连接有将 COMMON 端子设为了浮置状态的控制电路部 Z2。控制电路部 Z2 中未设置 BD （谷底检测）端子，成为未输入电抗器 L1 的能量释放时机的结构。 0052 参照图2，控制电路部Z2的比较器CP1的反相输入端子与振荡电路OSC1的输出端子连接。振荡电路 OSC1 是输出不与电抗器 L1 的能量释放时机同步的三角波的振荡电路。在第 1 实施方式中，振荡电路 OSC1 以预先设定的恒定周期输出三角波，如图 3 所示，振荡频率不论交流输入电压 Vin 是零还是峰值都是恒定的。因此，比较器 CP1 的输出。

30、成为周期恒定、且根据输入到同相输入端子的反馈电压改变接通宽度的占空比的 PWM 信号。 0053 图 4 的（a）中示出了交流输入电压 Vin 为 AC100V 的情况下的 LED 亮灯装置 10 中的输入电流 Iin 与交流输入电压 Vin 之间的关系。参照图 4 可知，图 4 的（a）所示的 LED 亮灯装置 10 中的输入电流 Iin 与图 4 的（b）所示的现有的 LED 亮灯装置 1 中的输入电流 Iin 相比，成为接近正弦波的形状。因此，在 LED 亮灯装置 10 中，与现有电路（LED 亮灯装置 1）相比，电流失真率（A THD）减小，从而。

31、能够抑制高次谐波电流。 0054 图 5 的（a）中示出了交流输入电压 Vin 为 AC230V 的情况下的 LED 亮灯装置 10 中的输入电流 Iin 与交流输入电压 Vin 之间的关系，图 5 的（b）中示出了交流输入电压 Vin 为 AC230V 的情况下的现有电路（LED 亮灯装置 1）中的输入电流 Iin 与交流输入电压 Vin 之间的关系。参照图 5 的（a）、（b）可知，输入电流 Iin 的波形在 LED 亮灯装置 10 和现有电路（LED 亮灯装置 1）中差异较大， LED 亮灯装置 10 中的输入电流 Iin 的波形更接近正弦波，有利于应对。

32、高次谐波。 0055 图 6 的（a）中示出了交流输入电压 Vin 为 AC100V 且 50% 调光时的 LED 亮灯装置 10 中的输入电流 Iin 与交流输入电压 Vin 之间的关系，图 6 的（b）中示出了交流输入电压 Vin 为 AC100V 且 50% 调光时的现有电路（LED 亮灯装置 1）中的输入电流 Iin 与交流输入电压 Vin 之间的关系。此外，图 7 的（a）中示出了交流输入电压 Vin 为 AC230V 且 50% 调光时的 LED 亮灯装置 10 中的输入电流 Iin 与交流输入电压 Vin 之间的关系，图 7 的（b）中示出了交流输。

33、入电压 Vin 为 AC230V 且 50% 调光时的现有电路（LED 亮灯装置 1）中的输入电流 Iin 与交流输入电压 Vin 之间的关系。参照图 6 的（a）、（b）和图 7 的（a）、（b）可知，输入电流 Iin 的波形在 LED 亮灯装置 10 和现有电路（LED 亮灯装置 1）中差异较大，在调光时（轻负载时） LED 亮灯装置 10 中的输入电流 Iin 的波形也更接近正弦波，有利于应对高次谐波。 0056 此外，参照图 1， LED 亮灯装置 10 具有：小信号 MOSFET 等的开关元件 M3，其连接在说明书 CN 10391602。

34、7 A 7 6/9 页 8 与控制电路部 Z2 的 FBOUT 端子连接的电容器 C4 和 COMMON 端子之间；以及连接在控制电路部 Z2 的 Vcc 端子与开关元件 M3 的栅极之间的齐纳二极管 ZD1 和反相电路 INV1。控制电路部Z2的Vcc端子与齐纳二极管ZD1的阴极连接，齐纳二极管ZD1的阳极经由反相电路INV1 与开关元件 M3 的栅极连接。此外，参照图 2，控制电路部 Z2 中设置有在负载断开时作为过电压检测用的 OVP（过电压保护）电路进行工作的比较器 CP5。比较器 CP5 的反相输入端子和 FBOUT 端子连接，输出端子和 “与” 电路 AND 。

35、的输入端子连接。 0057 开关元件M3在通常时（Vcc端子的电压为齐纳二极管ZD1的齐纳电压以下的情况）为接通状态。因此，在控制电路部 Z2 的 FBOUT 端子上，实质上成为仅连接有电容器 C4。这里在产生了负载断开造成的输出过电压的情况下，齐纳二极管 ZD1 由于 Vcc 端子的电压上升而导通，开关元件 M3 接受反相电路 INV1 的输出而被截止。通过开关元件 M3 的截止，由于 FBOUT 端子的流出电流， FBOUT 端子的电压急速上升而被上拉，因此比较器 CP5 的输出被截止，开关元件 M1 的开关动作停止。即，基于负载断开的 OVP 电路的动作电压能。

36、够通过作为控制电路部 Z2 的外装元件的齐纳二极管 ZD1 的齐纳电压而被任意设定。 0058 此外，从 Vcc 端子的电压上升到比较器 CP5 的输出被截止为止的动作速度由于不需要对电容器充电，因此能够非常迅速地高速进行负载断开时的保护动作。因此，能够将负载断开时的输出电压上升量抑制得较低，不需要使平滑电容器 C1 的电容具有过度的余量，因此能够进一步进行临界的耐压设计，从而还带来电源的成本降低。 0059 另外，在图 21 和图 22 所示的现有电路（LED 亮灯装置 1）中，使控制电路部 Z1 内的比较器 CP3 作为 OVP 电路进行工作，因此无法任意设。

37、定动作电压。此外，假设即使令控制电路部 Z1 的其他端子具有 OVP 功能，在实际动作中也存在保护动作速度慢、无法得到充分满足的性能的情况。该情况下，在各端子上连接有控制稳定动作用的电容器，其充电时间耗费一定的时间，因此难以进行瞬间的保护动作。 0060 如以上所说明那样，第1实施方式是一种LED亮灯装置1，其通过对与电抗器L1串联连接的开关元件M1进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压Vin转换为直流电压并提供到 LED 负载 RL，在该 LED 亮灯装置 1 中，具有：控制电路（比较器 CP1），其相对于整流后的接地线 GND1 浮置地进行动。

38、作，根据在电抗器 L1 和 LED 负载 RL 流过的电流值控制开关元件 M1 的接通宽度；以及振荡电路 OSC1，其不与电抗器 L1 的能量释放时机同步地对控制电路（比较器 CP1）的接通断开控制的开关频率进行控制。根据该结构，能够进行与临界模式不同的开关动作，能够使输入电流波形接近正弦波、且能够容易地满足高次谐波电流限制。该效果在交流输入电压 Vin 为高压时或轻负载也能够得到，因此在还作为 LED 照明的特征的调光动作（轻负载）时，也能够充分满足高次谐波电流限制。 0061 并且，根据第 1 实施方式，通过振荡电路 OSC1 恒定控制开关频率。根据。

39、该结构，能够抑制交流输入电压 Vin 为零 V 附近期间的开关电流平均值，能够使输入电流波形更接近正弦波。 0062 此外，在现有的开关频率不被固定的临界模式中，在调光动作（轻负载）时负载电流越小，开关频率越上升，如果不能完全缩小供给电力，则无法进行到灭灯区域为止的调光。与此相对，能够通过恒定控制开关频率，进行明暗范围内的调光。 0063 此外，根据第 1 实施方式，是一种 LED 亮灯装置 1，其通过对与电抗器 L1 串联连接的开关元件M1进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压Vin转换为直流电压并提供到说明书 CN 103916027 A 8。

40、 7/9 页 9 LED 负载 RL，在该 LED 亮灯装置 1 中，具有：控制电路（比较器 CP1），其相对于整流后的接地线 GND1 浮置地进行动作，将在电抗器 L1 和 LED 负载 RL 流过的电流值作为反馈信号来控制开关元件 M1 的接通宽度；检测输出电压的上升而使反馈信号上拉的电压上升检测电路（齐纳二极管 ZD1、反相电路 INV1、开关元件 M3）；以及通过反馈信号的上拉来停止开关元件 M1 的接通断开控制的过电压保护电路（比较器CP5）。根据该结构，能够将过电压保护动作设定为最佳电压值，且能够高速进行电压保护动作。因此，能够将连。

41、接到 LED 负载 RL 侧的部件的耐压降低至临界，能够实现使用部件的小型化和基板面积缩小等而引起的电源整体的成本降低。 0064 （第 2 实施方式） 0065 作为本发明的直流电源装置的第 2 实施方式的 LED 亮灯装置 20 采用了如下结构：在交流输入电压 Vin 的上升期间内，降低振荡频率并限制开关电流。能够通过第 1 实施方式的 LED 亮灯装置 20 使输入电流波形 Iin 接近正弦波，但输入电流波形 Iin 成为相位比交流输入电压 Vin 提前的状态。如图 5 的（a）和图 7 的（a）所示，交流输入电压 Vin 的电压越高，该趋势越明显。因此，。

42、在作为第 2 实施方式的 LED 亮灯装置 20 中，通过在交流输入电压Vin的上升期间内限制开关电流，使输入电流Iin更接近正弦波，进一步抑制高次谐波电流。 0066 参照图8， LED亮灯装置20不将第1实施方式的控制电路部Z2，而将设置有det端子的控制电路部 Z3 以 COMMON 端子为浮置状态连接到整流电路 DB 的整流输出正极端子（电容器 Cin 的正极端子）。控制电路部 Z3 的 det 端子是用于检测交流输入电压 Vin 的零 V 附近的端子，经由电阻 Rdet 与整流电路 DB 的整流输出负极端子（电容器 Cin 的负极端子）连接。 0067。

43、参照图 9，控制电路部 Z3 除了第 1 实施方式的控制电路部 Z2 的结构以外，还具有钳位电路 21、电容器 C6、恒流源 22、比较器 CP6、计时电路 23 和具有频率切换功能的振荡电路 OSC2。 0068 COMMON 端子和整流电路 DB 的整流输出负极端子（电容器 Cin 的负极端子）不是公共电位，因此无法进行电阻分压输入。因此，考虑成控制电路部 Z3 以负电压对 COMMON 端子的电压进行了开关，对图 10 的（a）所示的施加到电阻 Rdet 的电压进行电压 / 电流转换并输入到 det 端子。 0069 钳位电路 21 的输入端子与 d。

44、et 端子连接。钳位电路 21 具有对负电位进行钳位的功能，并且具有作为电流镜电路的功能。如图 10 的（b）所示，钳位电路 21 的输出通过电容器 C6 和恒流源 22 生成为与交流输入电压 Vin 的全波整流波形相似的电压波形，并被输入到比较器 CP6 的反相输入端子。 0070 向比较器 CP6 的同相输入端子输入了基准电压 Vth。如图 10 的（c）所示，比较器 CP6 的输出在与交流输入电压 Vin 的全波整流波形相似的电压波形低于基准电压 Vth 时成为高电平，检测出交流输入电压 Vin 的零 V 附近。如图 10 的（d）所示，计时电路 23 在。

45、比较器 CP6 的输出变为高电平时，在预先设定的规定的时间（例如 2ms 等）内输出高电平的信号。并且，振荡电路 OSC2 具有频率切换功能，如图 10 的（e）、图 11 所示，在计时电路 23 的输出为高电平的期间内降低振荡频率。由此，比较器 CP1 为低电平的期间（断开期间）伸长，限制了开关电流。另外，图 11 中示出了在计时电路 23 的输出上升时降低振荡频率后，使振荡说明书 CN 103916027 A 9 8/9 页 10 频率逐渐恢复的例子，但振荡频率的下降幅度和恢复方式可以根据元件的特性等而适当设定。 0071 如以上所说明那样，。

46、根据第 2 实施方式，构成为通过振荡电路 OSC2 在交流输入电压 Vin 的上升的规定的时间内降低开关频率。根据该结构，能够通过在交流输入电压 Vin 的上升期间中限制开关电流，使输入电流 Iin 更接近正弦波，进一步抑制高次谐波电流。 0072 （第 3 实施方式） 0073 参照图 12，在作为本发明的直流电源装置的第 3 实施方式的 LED 亮灯装置 30 中，小信号 MOSFET 等的开关元件 M4 和连接到控制电路部 Z3 的 FBOUT 端子的电容器 C4 并联连接。控制电路部 Z3 的 Vcc 端子与齐纳二极管 ZD1 的阴极连接，齐纳二极管 ZD1 的阳极。

47、与开关元件 M4 的栅极连接。此外，在齐纳二极管 ZD1 的阳极与 COMMON 端子之间连接有电阻 R5。 0074 开关元件M4在通常时（Vcc端子的电压为齐纳二极管ZD1的齐纳电压以下的情况）为断开状态。因此，在控制电路部 Z3 的 FBOUT 端子上，实质上成为仅连接有电容器 C4。这里在产生了负载断开造成的输出过电压的情况下，齐纳二极管 ZD1 由于 Vcc 端子的电压上升而导通，从而导通开关元件 M3。通过开关元件 M3 的导通，连接 FBOUT 端子和 COMMON 端子，并下拉 FBOUT 端子。由此，作为接通 / 断开电路（控制电路部 Z3 的起。

48、动 / 停止电路）进行工作，开关元件 M1 的开关动作停止。 0075 如以上所说明那样，根据第3实施方式，是一种LED亮灯装置1，其通过对与电抗器 L1串联连接的开关元件M1进行接通断开控制，将整流后的交流输入电压Vin转换为直流电压并提供到 LED 负载 RL，在该 LED 亮灯装置 1 中，具有：控制电路（比较器 CP1），其相对于整流后的接地线 GND1 浮置地进行动作，将在电抗器 L1 和 LED 负载 RL 流过的电流值作为反馈信号来控制开关元件 M1 的接通宽度；检测输出电压的上升而使反馈信号下拉的电压上升检测电路（齐纳二极管 ZD1、。

49、开关元件 M4）；以及通过反馈信号的上拉来停止开关元件 M1 的接通断开控制的过电压保护电路（比较器CP1）。根据该结构，能够将过电压保护动作设定为最佳电压值。此外，能够将控制接通宽度的控制电路（比较器 CP1）用作过电压保护电路，从而不需要在控制电路部 Z3 内另外设置用于过电压保护的电路。 0076 （第 4 实施方式） 0077 参照图 13，在作为本发明的直流电源装置的第 4 实施方式的 LED 亮灯装置 40 中，控制电路部 Z3 的 Vcc 端子与齐纳二极管 ZD1 的阴极连接，齐纳二极管 ZD1 的阳极与控制电路部 Z3 的 FB 端子连接。通过 Vcc 端子的电压上升，齐纳二极管 ZD1 导通，从而上拉 FB 端子。并且，通过在控制电路部 Z3 的跨导放大器 OTA 中设置正侧的阈值，检测 FB 端子的上拉并停止开关元件 M1 的开关动作。 0078 如以上所说明那样，根据第 4 实施方式，是一种。

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