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接收机以及红外线无线耳机
技术领域
本发明涉及接收机，特别涉及将声音数据进行无线通信的设备。
背景技术
近年来正在广泛地开发进行数字的声音信号处理的设备。伴随于此，用于设备间的连接的数字声音信号技术也被广泛地展开。数字音频数据一般使用PCM(Pulse Code Modulation：脉冲编码调制)格式。在该情况下，需要用专用的IC将CD/MD/DVD等PCM信号变换为PDM调制信号。例如专利文献1中，提出了在以IrDA(Infrared DataAssociation，红外线数据联合)标准的红外线通信设备进行声音数据的通信时，传送由PDM(Pulse DensityModulation：脉冲密度调制)进行了调制的1位数据串的方式等。
图15表示以往的红外线通信接收设备的方框图。该图的红外线通信接收设备101是红外线无线耳机的例子，由接收部分102、扬声器驱动部分103以及扬声器104构成。红外线通信接收设备101中，接收部分102接收到从未图示的发送机通过基带传输而发送的作为PDM信号的1位数据串时，通过扬声器驱动部分103具有的低通滤波器再现模拟的声音信号并驱动扬声器104。
这样，在红外线通信设备中，在发送端进行PDM方式的调制并将声音数据变换为脉冲串的疏密数据，从而在接收端仅具有接收装置、扬声器的驱动部件以及扬声器就能够容易地将接收信号变换为声音。
作为这样的以往的红外线通信设备的红外线接收部件，考虑IrDA接收装置以及红外线遥控接收装置。表1表示IrDA接收装置的规格，表2表示红外线遥控接收装置的规格。表1表示对于通信速率的脉冲宽度以及周期T。通信速率有高速规格FIR(4Mbps)、中速规格MIR(1.152Mbps)以及低速规格SIR(2.4kbps～115.2kbps)。此外，如表2所示，在红外线遥控接收装置中，脉冲宽度以及周期T根据发送码而不同。
在音频数据的通信中，从通信速率考虑，优选IrDA接收装置的高速规格FIR或中速规格MIR。
[表1]

 通信速率    脉冲宽度    周期T 4Mbps                 (FIR)    (1/4)^*T    500nsec 1.152Mbps             (MIR)    (1/4)^*T    868nsec 2.4kbps～115.2kbps    (SIR)    (3/16)^*T    8.68μsec～104μsec
[表2]
    通信速率  脉冲宽度  周期T    1kbps以下  根据发送码而不同  根据发送码而不同
在具有上述红外线接收装置的红外线通信接收机中，一般在接收距离增大时位差错率增大，成为通信差错。此时，在使用作为PDM信号的1位数据串进行声音数据传输的情况下，通信差错成为噪声，音质劣化。
图16表示接收波形。图16(a)表示正常的接收波形。图16(b)、(c)是位差错率增大时的接收波形，(b)是发生了表示脉冲整体丧失了的状态的所谓“漏失脉冲(lost-pulse)”的波形，(c)是发生了表示脉冲在时间轴上部分地丧失了的状态的所谓“开口脉冲(slip-pulse)”的波形。图16(b)以及图16(c)中，由于不能正确地接收脉冲的疏密数据，因此差错成为噪声，音质劣化。
这样，在接收作为PDM信号的1位数据串的以往的红外线通信接收机中，在位差错率增大的情况下发生噪声，音质劣化。从而，以往存在发生了这样的噪声的情况下的声音带来不快的问题。
[专利文献1]
特开2004-135321号公报(2004年4月30日公开)
[专利文献2]
特开2005-130088号公报(2005年5月19日公开)
发明内容
本发明的目的在于提供一种接收机以及具有其的红外线无线耳机，该接收机接收作为PDM信号的1位数据串，能够改善发生由位差错率引起的噪声的情况下的不快感。
为了达到上述目的，本发明的接收机无线接收由进行了脉冲密度调制的1位数据串构成的被进行基带传输声音数据，其特征在于，该接收机包括：检测部件，检测位差错率的大小；以及比较部件，将由所述检测部件检测出的所述位差错率的大小与规定的基准值进行比较，在所述位差错率的大小小于所述基准值的情况下，输出使接收到的所述声音数据的再现输出开启的信号，在所述位差错率的大小大于所述基准值的情况下，输出使所述再现输出关断的信号。
根据上述发明，检测部件检测到接收信号的位差错率的大小时，比较部件将该检测结果与规定值进行比较。在比较部件的上述比较结果为位差错率的大小小于规定值的情况下，开启接收的声音数据的再现输出，在位差错率的大小大于规定值的情况下，关断声音数据的再现输出。从而，在位差错率的大小大时，防止输出发生了位差错率引起的噪声的声音。
通过以上，起到能够实现以下的接收机的效果，即该接收机接收作为PDM信号的1位数据串，能够改善发生由位差错率引起的噪声的情况下的不快感。
此外，本发明的接收机的特征在于，所述检测部件具有检测接收信号的直流分量的积分器，所述比较部件具有比较器，将所述积分器检测出的所述直流分量与对应于所述基准值而决定的基准电压进行比较。
根据上述发明，由于检测部件通过积分器检测接收信号的直流分量，所以能够根据直流分量的大小检测位差错率的大小。此外，由于比较部件由比较器将检测出的直流分量与对应于位差错率的大小的基准值而决定的基准电压进行比较，所以能够判定相对于位差错率的基准值的大小。
从而，起到能够容易地实现检测部件以及比较部件的效果。
此外，本发明的接收机的特征在于，具有以构成接收信号的所述1位数据串的各脉冲作为输入来生成新的脉冲并输出的单稳多谐振荡电路，所述检测部件具有积分器，将所述单稳多谐振荡电路输出的脉冲作为输入信号，同时检测所述检测部件的输入信号的直流分量，所述比较部件具有比较器，将所述积分器检测出的所述直流分量与对应于所述基准值而决定的基准电压进行比较。
根据上述发明，由于通过单稳多谐振荡电路以接收信号的各脉冲作为输入生成新的脉冲，所以能够使接收信号不依赖于接收距离而作为希望的脉冲宽度的脉冲复原。
由于检测部件通过积分器检测单稳多谐振荡电路的输出信号的直流分量，所以能够根据直流分量的大小来检测位差错率的大小。此外，比较部件由于通过比较器将检测出的直流分量与对应于位差错率的大小的基准值而决定的基准电压进行比较，所以能够判定相对于位差错率的基准值的大小。
从而，能够容易地实现检测部件以及比较部件，同时由于由检测部件检测出的直流分量不根据接收距离而变动，所以起到可以进行位差错率的公平的检测的效果。
此外，由于由单稳多谐振荡电路重新生成脉冲，因此在将单稳多谐振荡电路输出的脉冲作为发送时的脉冲宽度而用于再现接收机的声音数据的情况下，起到能够进行良好的再现的效果。
此外，本发明的接收机的特征在于，具有位差错校正部件，通过在所述检测部件检测所述位差错率的大小之前，除去由开口脉冲引起的所述位差错，从而校正位差错。
根据上述发明，位差错校正部件通过在检测部件检测位差错率的大小之前，除去由开口脉冲引起的位差错，从而校正位差错。此时，构成位差错的是漏失脉冲，这使直流分量变化。
从而，起到能够避免被输入检测部件的脉冲中、由于开口脉冲而发生了宽度的变动的脉冲对检测部件中的直流分量的检测带来误差的效果。
此外，本发明的接收机的特征在于，具有以构成接收信号的所述1位数据串的各脉冲作为输入来生成新的脉冲并输出的单稳多谐振荡电路，所述位差错校正部件在所述单稳多谐振荡电路生成所述新的脉冲的阶段，在所述单稳多谐振荡电路中将所述开口脉冲校正为正常脉冲，所述检测部件具有积分器，将所述单稳多谐振荡电路输出的脉冲作为输入信号，同时检测所述检测部件的输入信号的直流分量，所述比较部件具有比较器，将所述积分器检测出的所述直流分量与对应于所述基准值而决定的基准电压进行比较。
根据上述发明，由于通过单稳多谐振荡电路以接收信号的各脉冲作为输入生成新的脉冲，所以能够使接收信号不依赖于接收距离而作为希望的脉冲宽度的脉冲复原。此外，由于位差错校正部件在单稳多谐振荡电路生成新的脉冲的阶段，在单稳多谐振荡电路中将开口脉冲校正为正常脉冲，所以一定从单稳多谐振荡电路输出正常脉冲。
由于检测部件由积分器检测单稳多谐振荡电路的输出信号的直流分量，所以能够根据直流分量的大小检测位差错率的大小。此外，由于比较部件由比较器将检测出的直流分量与对应于位差错率的大小的基准值而决定的基准电压进行比较，所以能够判定相对于位差错率的基准值的大小。
从而，能够容易地实现检测部件以及比较部件，同时由于由检测部件检测出的直流分量不根据接收距离而变动，而且没有开口脉冲引起的直流分量的变动，所以特别起到可以进行位差错率的公平的检测的效果。
此外，由于由单稳多谐振荡电路重新生成脉冲，而且也校正开口脉冲，因此在将单稳多谐振荡电路输出的脉冲作为发送时的脉冲宽度而用于再现接收机的声音数据的情况下，起到能够进行良好的再现的效果。
此外，本发明的接收机的特征在于，所述积分器具有音频以下的截止频率。
根据上述发明，由于在积分器中音频以上的频带被除去，因此起到直流分量的检测变得容易的效果。
此外，本发明的接收机的特征在于，所述比较器具有磁滞特性。
根据上述发明，通过比较器具有磁滞特性，起到能够防止比较器的输出引起振动(chattering)的效果。
此外，本发明的接收机的特征在于，具有温度补偿电路，对单稳多谐振荡电路输出的脉冲的脉冲宽度进行温度补偿。
根据上述发明，由于具有温度补偿电路，所以即使发生温度变动，单稳多谐振荡电路输出的脉冲的脉冲宽度也是稳定的。从而，起到即使发生温度变动也能够进行直流分量的高精度的检测的效果。
此外，本发明的接收机的特征在于，所述温度补偿电路具有在37℃附近使所述脉冲宽度一定的脉冲宽度-温度特性。
根据上述发明，在将接收机配备于安装在人体上的装置中的情况下，起到能够进行符合实际使用条件的直流分量的检测的效果。
此外，本发明的接收机的特征在于，所述温度补偿电路具有用于调整脉冲宽度-温度特性的微调电路。
根据上述发明，即使温度补偿电路的元件的值由于处理变动而变动，也能够通过微调电路调整脉冲宽度-温度特性。从而，即使发生处理变动也可具有进行直流分量的高精度的检测的效果。
此外，本发明的红外线无线耳机具有所述接收机，其特征在于，上述基带传输通过红外线进行，所述接收机的输出声音以耳机的形式输出。
根据上述发明，起到能够改善红外线无线耳机的接收信号中发生了位差错引起的噪声的情况下的不快感的效果。
本发明的其它目的、特征以及优点通过以下所示的记载应足够清楚。此外，本发明的优点通过参照附图的以下说明能够变得明白。
附图说明
图1表示本发明的实施方式，是表示红外线通信接收机的主要部分结构的方框图。
图2是表示图1的红外线通信接收机具有的差错检测部分的结构的电路图。
图3是说明对应于图1的红外线通信接收机的接收状况的动作的第一例的时序图。
图4是说明对应于图1的红外线通信接收机的接收状况的动作的第二例的时序图。
图5是表示磁滞比较器的结构的电路图。
图6(a)以及图6(b)是说明图5的磁滞比较器的动作的电路图。
图7(a)以及图7(b)是说明图1的红外线通信接收机通过具有图5的磁滞比较器而得到的效果的时序图。
图8表示本发明的实施方式，是表示图1的红外线通信接收机具有的差错检测部分的第二结构的电路图。
图9是说明图8的差错检测部分的动作的时序图。
图10表示本发明的实施方式，是表示图1的红外线通信接收机具有的差错检测部分的第三结构的电路图。
图11是说明图10的差错检测部分的动作的时序图。
图12是表示发生PTAT电流的结构的电路图。
图13是表示使用温度补偿电路的情况下的脉冲宽度-温度特性的曲线图。
图14是表示微调电路的结构的电路图。
图15表示现有技术，是表示红外线通信接收机的主要部分结构的方框图。
图16(a)至图16(c)是表示接收信号的波形的波形图。
具体实施方式
基于图1～图14说明本发明的实施方式。
[实施方式1]
基于图1至图7说明本发明的一个实施方式如下。
图1表示本实施方式的红外线通信接收机(接收机)1的结构。红外线通信接收机1例如是红外线无线耳机具有的接收机，包括接收部分2、扬声器驱动部分3以及扬声器4。接收机的输出声音以耳机形式输出。进而，接收部分2具有差错检测部分20。
未图示的发送机作为发送信号，将由作为PDM信号的1位数据串构成的声音数据通过基带传输来进行发送。这里，假设发送信号的周期(T)为500nsec～868nsec(1.152MHz～2MHz)。这可由IrDA接收装置的中速规格MIR(1.152Mbps)或高速规格FIR(4Mbps)的装置接收。
接收部分2接收从发送机发送的红外线信号并进行放大。被放大了的信号由扬声器驱动部分3通过低通滤波器再现为模拟信号，由此驱动扬声器4。此时，接收部分2通过差错检测部分20检测接收信号的位差错率的大小。
图2表示差错检测部分20的结构。差错检测部分20具有积分电路(检测部件)20a以及比较电路(比较部件)20b。
积分电路20a具有反相器31、电阻R1以及电容C1。积分电路20a将红外线通信接收机1接收的1位数据串的声音数据作为输入信号in(以下，以电压表示输入信号in的波形)。反相器31将输入信号in的高(High)和低(Low)反相。电阻R1的一端连接到反相器31的输出，另一端连接到电容C1的一端。电容C1的另一端接地(地)。通过电阻R1和电容C1的积分作用取出反相器31的输出电压的低频分量，特别是直流分量，作为电容C1的电压输出。电容C1的电压成为积分电路20a的输出电压D。另外，电阻R1以及电容C1构成积分器。从而，仅通过电阻R1以及电容C1已经构成了积分电路，但由于反相器31仅完成逻辑的反相以及具有缓冲器的作用，所以这里包含全部而称作积分电路20a。
比较电路20b具有比较器32以及反相器33。比较器32对积分电路20a的输出电压D和基准电压Vref1进行比较，从而输出与其大小关系对应的高以及低的信号。反相器33将比较器32的输出的高和低反相，成为比较电路20b的输出信号out(以下以电压表示输出信号out的波形)。
图3表示上述差错检测部分20的输入信号in、输出电压D以及输出信号out的波形。
在输入信号in被正常接收的期间，积分电路20a使图16(a)的正常的接收波形的高和低反相了的信号通过电阻R1和电容C1的积分作用下成为大于基准电压Vref1的输出电压D并被输出。输出电压D由于表示包含接收信号的直流分量的低频分量，因此根据PDM信号的各瞬时的脉冲密度而变动。在比较电路20b中，比较器32对输出电压D和基准电压Vref1进行比较，判定为输出电压D大于基准电压Vref1而输出低的信号，因此输出信号out成为高。
接着，在输入信号in中发生了位差错的期间，积分电路20a使图16(b)的“漏失脉冲”或图16(c)的“开口脉冲”的接收波形的高和低反相了的信号在电阻R1和电容C1的积分作用下成为输出电压D。在该情况下，由于引起脉冲整体的丧失或部分的丧失，因此直流分量减少，大致成为比正常接收时小的输出电压D而被输出。从而，由于输出电压D随着位差错率增大而逐渐减小，因此存在输出电压D小于基准电压Vref1的位差错率的大小。本实施方式中，将生成与基准电压Vref1相等的输出电压D这样的位差错率的大小作为许用值的阈值来决定。在比较电路20b中，比较器32对输出电压D和基准电压Vref1进行比较，在判断为输出电压D小于基准电压Vref1时，输出高的信号，因此输出信号out成为低。
在图3中，表示在正常接收期间之后发生了位差错的期间持续的状况，在正常接收期间比基准电压Vref1大的输出电压D转移到发生位差错的期间后逐渐减小，不久就小于基准电压Vref1。
在本实施方式中，基准电压Vref1是对应于位差错率的大小的基准值而决定的电压。在正常接收期间，使用高的输出信号out将红外线通信接收机1的声音数据的再现输出开启(ON)，在位差错率的大小大于基准值的期间，使用低的输出信号out将红外线通信接收机1的声音数据的再现输出关断(OFF)。比较器32判定为输出电压D大于基准电压Vref1相当于判定为位差错率的大小小于基准值，判定为输出电压D小于基准电压Vref1相当于判定为位差错率的大小大于基准值。
PDM信号的1位数据串具有音频频带(300Hz～20kHz左右)的频率分量，因此如上所述，积分电路20a的输出电压D的波形根据该分量而变动。这里，通过将积分电路20a的截止频率fc设为300Hz以下，从而去除300Hz～20kHz的信号分量，由于直流分量以外的低频分量小，因此直流分量的检测变得容易。图4表示积分电路20a的截止频率为音频以下的情况下的输出电压D的波形。直流分量的比例增大，输出电压D的变动减小，因此直流分量的检测变得容易。
接着，详细说明所述比较器32。如图2的附图标记所示，比较器32可以采用磁滞比较器。由于发送信号为PDM信号，因此信号分量根据脉冲密度而在某一范围中变动。从而，积分电路20a的输出电压D也在某一范围内变动。此时，输出电压D在基准电压Vref1附近变动时，由于或大于或小于基准电压Vref1，因此比较器32的输出由于振动而可能发生频繁地重复开启/关断的误动作。如果比较器32中具有磁滞特性，则能够降低上述误动作。在比较器32具有磁滞特性的情况下，输出信号out从高变化为低时，将基准电压Vref1的电压增大，输出信号out从低变化到高时，将基准电压Vref1的电压减小，从而防止输出电压D的变动引起的误动作。
图5表示作为磁滞比较器的比较器32的电路例子。
该比较器32具有比较部分32a和电平移动部分32b。此外，电平移动部分32b的输出上连接有反相器33。
比较部分32a具有恒流源Itail，由P沟道型的MOS晶体管构成的晶体管Tr1、Tr2，以及由N沟道型的MOS晶体管构成的晶体管Tr3～Tr6。电平移动部分32b具有P沟道型的MOS晶体管构成的晶体管Tr9～Tr13，以及由N沟道型的MOS晶体管构成的晶体管Tr7、Tr8、Tr14。
反相器33由CMOS反相器构成，具有：由P沟道型的MOS晶体管构成的晶体管Tr15，以及由N沟道型的MOS晶体管构成的晶体管Tr16。
首先，说明比较部分32a中的元件的连接关系。
晶体管Tr1的源极和晶体管Tr2的源极互相连接，在其连接点和电源Vcc之间设有恒流源Itail。晶体管Tr1的栅极为积分电路20a的输出电压D的输入端子，晶体管Tr2的栅极为基准电压Vref1的输入端子。恒流源Itail从电源Vcc向晶体管Tr1、Tr2的流过恒流Itail。
晶体管Tr5和晶体管Tr6构成电流镜电路，晶体管Tr5流过晶体管Tr6的N倍的漏电流(drain current)。晶体管Tr6的漏极连接到晶体管Tr2的漏极，晶体管Tr6的源极接地。晶体管Tr5的漏极连接到晶体管Tr1的漏极，晶体管Tr5的源极接地。晶体管Tr5的栅极和晶体管Tr6的栅极互相连接，其连接点还与晶体管Tr6的漏极连接。
晶体管Tr3和晶体管Tr4构成电流镜电路，晶体管Tr4流过晶体管Tr3的N倍的漏电流。晶体管Tr3的漏极连接到晶体管Tr1的漏极，晶体管Tr3的源极接地。晶体管Tr4的漏极连接到晶体管Tr2的漏极，晶体管Tr4的源极接地。晶体管Tr3的栅极和晶体管Tr4的栅极互相连接，其连接点还与晶体管Tr3的漏极连接。
接着，说明电平移动部分32b中的元件的连接关系。
晶体管Tr7的栅极与晶体管Tr5、Tr6的栅极连接。晶体管Tr7的源极接地。晶体管Tr8的栅极与晶体管Tr3、Tr4的栅极连接。晶体管Tr8的源极接地。
晶体管Tr9和晶体管Tr10构成电流镜电路，电流比为1∶1。晶体管Tr9的漏极连接到晶体管Tr7的漏极，晶体管Tr9的源极连接到电源Vcc。晶体管Tr10的漏极连接到晶体管Tr8的漏极，晶体管Tr10的源极连接到电源Vcc。晶体管Tr9的栅极和晶体管Tr10的栅极互相连接，其连接点还连接到晶体管Tr9的漏极。
晶体管Tr11和晶体管Tr12构成电流镜电路，电流比为1∶1。晶体管Tr12的漏极连接到晶体管Tr8的漏极，晶体管Tr12的源极连接到电源Vcc。晶体管Tr11的漏极连接到晶体管Tr7的漏极，晶体管Tr11的源极连接到电源Vcc。晶体管Tr11的栅极和晶体管Tr12的栅极互相连接，其连接点还连接到晶体管Tr12的漏极。
晶体管Tr13的栅极与晶体管Tr11、Tr12的栅极连接。晶体管Tr13的源极连接到电源Vcc。晶体管Tr14的栅极连接到晶体管Tr5、Tr6、Tr7的栅极。晶体管Tr14的源极接地。晶体管Tr13的漏极和晶体管Tr14的漏极互相连接，其连接点为电平移动部分32b的输出端子。
接着，说明反相器33中的元件的连接关系。
晶体管Tr15的栅极以及晶体管Tr16的栅极连接到电平移动部分32b的输出端子。晶体管Tr15的源极连接到电源Vcc。晶体管Tr16的源极接地。晶体管Tr15的漏极和晶体管Tr16的漏极互相连接，其连接点为反相器33的输出端子，即比较电路32的输出端子。
接着，说明以上的结构的比较电路32的动作。
图6(a)是说明积分电路20a的输出电压D从大的值向小的值变化时的动作的图。图6(b)是说明积分电路20a的输出电压D从小的值向大的值变化时的动作的图。
图6(a)中图示了首先输出电压D的值大，比较电路32的输出信号out处于高的状态。
在D＞Vref1-ΔV1时，晶体管Tr1中不流过电流，在晶体管Tr2为过激励(overdriver)状态时，由于晶体管Tr3中不流过漏电流，因此晶体管Tr4中也不流过漏电流。从而，晶体管Tr6需要导通，晶体管Tr5也导通。但是，由于晶体管Tr5中不流过漏电流，因此晶体管Tr5的漏极-源极间电压Vds＝0V，晶体管Tr3、Tr4的栅电位成为地电位，晶体管Tr3、Tr4截止。
此时，晶体管Tr7、Tr14导通，晶体管Tr8截止。此外，尽管晶体管Tr9、Tr10导通，但晶体管Tr10中不流过漏电流，晶体管Tr10的漏极-源极间电压Vds成为0V。从而，晶体管Tr11、Tr12的栅电位升高，晶体管Tr11、Tr12截止，晶体管Tr13也同样截止。图6(a)中用虚线示出由于晶体管的截止而不流过电流的位置。其结果，晶体管Tr15导通，晶体管Tr16截止，输出信号out成为高。
输出电压D减少而成为D＝Vref1-ΔV1，此时，晶体管Tr2的过激励状态被解除，晶体管Tr2的漏电流可能减少，晶体管Tr1以及晶体管Tr2两者中流过漏电流时，由于晶体管Tr1中流过的漏电流流过晶体管Tr5，所以晶体管Tr1的漏电流成为晶体管Tr2的漏电流的N倍。从而，晶体管Tr1的漏电流M1＝{N/(N+1)}×Itail，晶体管Tr2的漏电流M2＝{1/(N+1)}×Itail，差动对平衡。
此外，此时的晶体管Tr1和晶体管Tr2的栅极-源极间电压Vgs的差成为ΔV。由于晶体管Tr1和晶体管Tr2的源电位互相相等，所以使漏电流M1、M2的W/L比(W是栅极宽度，L是栅极长度)互相相等，将晶体管Tr1的栅极-源极间电压设为Vgs1，将晶体管Tr2的栅极-源极间电压设为Vgs2时，由于
Vref1+Vgs2＝Vref1-ΔV1+Vgs1
因此，
ΔV1＝Vgs1-Vgs2
＝2^1/2×Vov×{(N/(N+1))^1/2-(1/(N+1))^1/2}    ...(1)
其中，
Vov＝(Itail/(μ0×Cox×W/L)^1/2)
μ0是载流子的迁移率，Cox是栅极绝缘膜的电容，Vox是没有磁滞的情况下(N＝1)的用于流过漏电流M1、M2的晶体管Tr1、Tr2的过激励电压。
接着，输出电压D进一步减少而成为D＜Vref1-ΔV1时，由于晶体管Tr1的漏电流要增加，因此晶体管Tr5的电流也要增加。但是，晶体管Tr1的漏电流增加时，晶体管Tr2的漏电流必然减少，所以晶体管Tr5的电流不能增加。从而，晶体管Tr1的漏电流将晶体管Tr3的栅极急速地充电而使晶体管Tr3导通。由此，晶体管Tr5的漏极-源极间电压Vds增大。此外，伴随于此，晶体管Tr4也导通。
但是，由于晶体管Tr4要流过晶体管Tr3的N倍的电流，因此虽然应增加晶体管Tr2的电流，但晶体管Tr2的电流必须减少，所以晶体管Tr4要从晶体管Tr6的栅极抽取电流，晶体管Tr5、Tr6的栅电位降低，晶体管Tr5、Tr6截止。由于该电流抽取有极限，所以在达到极限后，晶体管Tr4中不流过漏电流，漏极-源极间电压Vds成为0V，晶体管Tr5、Tr6的栅电位成为地电位。结果，晶体管Tr2中不流过漏电流。
这样，D＝Vref1-ΔV1时的平衡不稳定，刚一达到D＜Vref1-ΔV1电路的电流分布就反转。由此，即使在电平移动部分32b中也引起电流分布的反转，输出信号out成为低。
在图6(b)中，示出从如图6(a)这样输出信号out成为低的状态起，积分电路20a的输出电压D反而上升的情况下的电路状态，首先图示了输出信号out为低的状态。
在图6(a)中，晶体管Tr1、Tr2的源电位与从D＝Vref1-ΔV1的状态成为D＜Vref1-ΔV1的瞬间相比，在成为D＜Vref1-ΔV1后提高。这是由于该状态转移通过正反馈进行，既便稍微成为D＜Vref1-ΔV1，晶体管Tr1也成为过激励状态。从而，在图6(b)中，输出信号out的输出电压out从低的状态上升时，输出电压D如果不上升到大于Vref1-ΔV1的Vref1+ΔV2，则晶体管Tr1的漏电流减少，不会在晶体管Tr2中流过漏电流。由此，在D＜Vref1+ΔV2时，成为晶体管Tr1中流过漏电流，晶体管Tr2中不流过漏电流的状态，电流分布成为与图6(a)中的D＜Vref1-ΔV1相同。从而，输出信号out成为低。
输出电压D上升而成为Vref1+ΔV2时，成为晶体管Tr1以及晶体管Tr2两者中流过漏电流的状态。
此时，晶体管Tr1的漏电流M1＝{1/(N+1)}×Itail，M2＝{N/(N+1)}×Itail，差动对平衡。
此时，由于
Vref1+Vgs2＝Vref1+ΔV2+Vgs1
因此，
ΔV2＝Vgs2-Vgs1
＝2^1/2×Vov×{(N/(N+1))^1/2-(1/(N+1))^1/2}    ...(2)
从而，根据(1)式以及(2)式，
ΔV1＝ΔV2＝ΔV
Vref1-ΔV1和Vref1+ΔV2对于Vrefl成为对称位置。
接着，输出电压D进一步增加而成为D＞Vref1+ΔV2时，电流分布与图6(a)中的D＞Vref1-ΔV1时的电流分布相等，输出信号out成为高。此时，通过正反馈的作用，晶体管Tr1中不流过漏电流，晶体管Tr2成为过激励状态。输出电压D从该状态起减少时，引起图6(a)中说明的变化。
图7表示具有和没有磁滞特性的情况下的波形的不同。图7(a)是没有磁滞特性的情况下的波形，在引起位差错的期间，输出电压D在基准电压Vref1附近变动时，输出信号out中发生振动。从而，红外线通信接收机1的声音数据的再现处理频繁地引起开启和关断的切换。另一方面，图7(b)是具有磁滞特性的情况下的波形图，即使在引起位差错的期间在Vref1附近变动，一旦在输出电压D小于Vref1-ΔV之后，比较器32的阈值成为Vref1+ΔV。从而，输出信号out的振动被防止，红外线通信接收机1的声音数据的再现输出不会频繁地引起开启和关断的切换。
[实施方式2]
使用图8至图14说明本发明的其它实施方式如下。
图8表示本实施方式的红外线通信接收机1具有的差错检测部分20的结构。该差错检测部分20是对图2的差错检测部分20追加了单稳多谐振荡电路20c的结构。
单稳多谐振荡电路20c作为输入信号in被输入红外线通信接收机1接收的接收信号，并作为输出将输出信号H输出。该输出信号H被输入积分电路20a之外，还被用作红外线通信接收机1的用于再现的声音信号。在本实施方式中，不依赖于红外线通信接收机1距发送机的距离，用积分电路20a准确地检测位差错。此外，伴随于此，“漏失脉冲”以及“开口脉冲”中仅“漏失脉冲”由积分电路20a检测。
单稳多谐振荡电路20c包括电容C2、电阻R2、反相器34、恒流源I1、晶体管Tr21、电容C3以及比较器35。
电容C2的一端是输入信号in的输入端子，另一端连接到电阻R2的一端。电阻R2的另一端被上拉到电源。反相器34的输入端子连接到电容C2和电阻R2的连接点A。晶体管Tr21由N沟道型的MOS晶体管构成，栅极连接到反相器34的输出端子B。
恒流源I1被设置在电源和晶体管Tr21的漏极之间，向晶体管Tr21流过恒流I1。晶体管Tr21的源极接地。电容C3与晶体管Tr21并联连接。比较器35的同相输入端子与晶体管Tr21的漏极和电容C3的连接点C连接。比较器35的反相输入端子上输入基准电压Vref2。比较器35的输出端子位单稳多谐振荡电路20c的输出端子H。
使用图9说明上述结构的单稳多谐振荡电路20c的动作。
假设图9的最左侧所示的脉冲被接收时，电容C2的输入端一端的电压瞬间低于脉冲的开始沿，流过从电源向电容C2的充电电流，从而电阻R2发生压降。该压降在电容C2的充电结束之前逐渐减小，如点A的波形这样，成为发生触发的状态。该波形被输入反相器34，如点B的波形这样，成为细的方波而被输出。该波形被输入晶体管Tr21的栅极。
至此进行了从恒流源I1对电容C3的充电，但因晶体管Tr21导通，电容C3的两端子之间短路，从而电容C3放电，其电压成为0V。点B的脉冲下降时，晶体管Tr21截止，电容C3上由于来自恒流源I1的恒流I1而表现与时间成正比的电压。该充电在电容C3的电压与电源电压相等时停止。从而，晶体管Tr21导通，电容C3的电压小于基准电压Vref2之后，晶体管Tr21截止，在电容C3的电压大于基准电压Vref2之前的期间，成为低电平的脉冲被输出到H点。点H的脉冲宽度成为
Tpw＝C3×Vref2/I1                         ...(3)。
这样，单稳多谐振荡电路20c通过一个脉冲的输入而输出一个新的脉冲，自然被复位。
红外线通信接收机1离发送机的距离，即接收距离不同时，引起接收的脉冲宽度变动的现象。图9表示输入信号in的脉冲宽度增大的情况和减小的情况。单稳多谐振荡电路20c的点H的脉冲的结束定时由内部电路的状态决定，不依赖于输入信号in的脉冲结束定时，因此即使输入信号in的脉冲宽度变动，在点H也通常输出相同宽度的脉冲。如果使(3)式所表示的脉冲宽度Tpw与接收信号的正常的脉冲宽度相等，则也可以将点H的脉冲用于再现声音数据。此外，在接收信号中存在“开口脉冲”的情况下，由于该脉冲中产生多个脉冲开始定时，因此单稳多谐振荡电路20c输出的一个脉冲期间尚未结束就已施加下一个脉冲的触发，点H的脉冲成为多个脉冲相连的宽度略大的脉冲。相对于此，接收信号中存在“漏失脉冲”时，由于不对单稳多谐振荡电路20c输入触发，因此点H的电压成为高的状态。
从而，虽然存在“开口脉冲”引起的宽度稍大的脉冲，但积分电路20a中流入总体上伴随于“漏失脉冲”引起的直流分量的减少的信号。由此，将“漏失脉冲”作为位差错检测，能够对应于积分电路20a的输出来进行红外线通信接收机1的声音数据的再现输出的开启以及关断。由于用不依赖于接收距离的宽度的脉冲来检测位差错，所以由于比较器32与基准电压Vref1进行比较的积分电路20a的输出电压D不依赖于接收距离，因此能够在接收距离间公平地进行位差错率的检测，并且能够进行可靠性高的位差错的评价。
此外，点H的电压用于红外线通信接收机1的声音数据的再现，但由于可以使用不依赖于接收距离的宽度的脉冲，因此能够防止声压根据接收距离而变动的情况。
接着，图10表示本实施方式的变形例的结构。该图示出了差错检测部分20的结构，但这是对图8的差错检测部分20的单稳多谐振荡电路20c追加“与非”(NAND)电路36以及反相器37，并进一步追加了误动作防止电路(位差错校正部件)20d的结构。
在单稳多谐振荡电路20c中，“与非”电路36是两个输入，一个输入端子连接到反相器34的输出端子，另一个输入端子连接到误动作防止电路20d的输出端子。反相器37的输入端子连接到“与非”电路36的输出端子，反相器37的输出端子连接到晶体管Tr21的栅极G。
误动作防止电路20d包括反相器38、恒流源I2、晶体管Tr22、电容C4以及比较器39。反相器38的输入端子连接到输入信号in的输入端子。晶体管Tr22由N沟道型的MOS晶体管构成，栅极连接到反相器38的输出端子。
恒流源I2被设置在电源和晶体管Tr22的漏极之间，向晶体管Tr22流过恒流I2。晶体管Tr22的源极接地。电容C4与晶体管Tr22并联连接。比较器39的同相输入端子与晶体管Tr22的漏极和电容C4的连接点E连接。比较器39的反相输入端子上输入基准电压Vref3。比较器39的输出端子为误动作防止电路20d的输出端子F，连接到所述“与非”电路36的输入端子。
图11表示使用上述误动作防止电路20d时的各点的电压波形。在该图中，输入信号in、点A的波形以及点B的波形与图9相同。
在误动作防止电路20d中，电容C4上由于恒流源I2而表现某一充电电压。输入信号in由反相器38将电平反相后输入晶体管Tr22的栅极时，该信号的高期间，晶体管Tr22导通，电容C4放电，充电电压成为0V。晶体管Tr22的栅极的输入信号的脉冲下降时，晶体管Tr22成为截止，电容C4以恒流源I2的电流开始充电，充电电压不断上升，达到由电源电压限制的电压而停止。该状态作为点E的波形表示在图11中。
点E的电压通过比较器39与基准电压Vref3进行比较，在点E的电压小于基准电压Vref3的期间，低的脉冲作为比较器39的输出电压被输出，在点E的电压大于基准电压Vref3的期间，高的脉冲作为比较器39的输出电压被输出。该输出电压的波形作为输出端子F的波形表示在图11中。
该输出端子F的电压和单稳多谐振荡电路20c的点B的电压由“与非”电路36进行“与非”运算，进而由反相器37进行逻辑反相，成为图11所示的点G的波形。由于点G的波形是将作为红外线通信接收机1的接收信号的输入信号in的各脉冲的开始定时进行了捕捉的脉冲，因此输入信号in即使是开口脉冲，也成为仅反映最初的脉冲下降的脉冲。从而，在点G的脉冲被输入了晶体管Tr21的栅极之后，点C的波形与图9这样多次充电的波形不同，引起与其它的正常接收的脉冲、以及大的振幅接收的脉冲以及以小的振幅接收的脉冲相同的充电电压的变化。由此，在点H，也包含开口脉冲的所有的接收脉冲作为相等振幅的正常脉冲被输出。
从而，防止开口脉冲对直流分量的检测带来误差。由此，可以进行位差错率的特别公平的检测。此外，在将点H的信号用于声音数据的再现的情况下，由于接收了开口脉冲的脉冲被校正为正常脉冲后被提供给再现，所以能够进行音频数据的特别良好的再现。
[实施方式3]
使用图12至图14说明本发明的其他的实施方式如下。
本实施方式公开了在实施方式1以及实施方式2中，使图8或图10的点H的脉冲宽度一定的技术。
点H的输出电压的脉冲宽度Tpw由(3)式表示，因此为了使该脉冲宽度Tpw一定，需要使C3、Vref2以及I1的值一定。作为这些变动要素，举出温度变动或处理变动。
一般在单片电路IC中容易发生PTAT(proportional to absolutetemperature，与绝对温度成正比)电流。从而，首先对于电流I1能够得到不依赖于温度的一定值。图12表示PTAT电流发生电路的例子。
该PTAT电流发生电路包括由PNP型的双极晶体管构成的晶体管QP1～QP4、由NPN型的双极晶体管构成的QN1、QN2以及电阻R0、R4。
晶体管QN1的基极和晶体管QN2的基极互相连接，其连接点还连接到晶体管QN2的集电极。晶体管QN1的发射极接地，晶体管QN2的发射极连接到电阻R0的一端。电阻R0的另一端接地。晶体管QN1和晶体管QN2的尺寸比为1∶N。
晶体管QP1的基极和晶体管QP2～QP4的基极互相连接，构成电流镜电路。这些基极之间的连接点还连接到晶体管QP1的集电极。晶体管QP1的集电极连接到晶体管QN1的集电极，晶体管QP1的发射极连接到电源vdd。晶体管QP2的集电极连接到晶体管QN2的集电极，晶体管QP2的发射极连接到电源vdd。晶体管QP2流过晶体管QP1的N倍的集电极电流(尺寸比为1∶N)。
晶体管QP3的发射极连接到电源vdd，晶体管QP3的集电极连接到图8以及图10的点C。
晶体管QP4的发射极连接到电源vdd，晶体管QP4的集电极连接到电阻R4的一端。电阻R4的另一端接地。而且，电阻R4的上述一端作为图8以及图10的基准电压Vref2的发生端子连接到反相器35的反相输入端子。
在上述结构中，
I1＝Vt×(lnN)/R0                       ...(4)
成立。其中，
Vt＝k×T/q
(k：波耳兹曼常数，T：绝对温度，q：电子的净电荷，N：晶体管QP1、QN1和晶体管QP2、QN2的尺寸比)。
此外，温度系数为
(I1/T)/I1＝1/T-(R0/T)/R0。
由于电流I1也流过电阻R4，因此如果使用电阻R4中的压降生成基准电压Vref2，则成为
Vref2＝R4×I1
＝R4×Vt×(lnN)/R0                           ...(5)。
这里，单稳多谐振荡电路20c的点H的脉冲宽度Tpw通过(3)～(5)式而成为
Tpw＝C3×Vref2/I1
＝C3×R4                                      ...(6)
因此由时间常数C3×R4决定。集成电路IC的元件的值受到温度变动以及工艺处理变动的影响。
首先，说明温度变动，由于关于电流I1得到不依赖于温度的电流，所以如果电容C3以及电阻R4的各值不因温度变动而变动，则没有由脉冲宽度Tpw的温度变动引起的变动。
一般由于电容值的温度变动引起的变动比电阻小，因此能够将其忽略。此时，由于(6)式而成为
Tpw/T＝C3×R4/T
(Tpw/T)/Tpw＝(R4/T)/R4
通过电阻R4的温度系数决定脉冲宽度Tpw的脉冲宽度的温度变动引起的变动。
为了降低电阻R4的温度变动引起的变动，有以具有不同的温度系数的电阻构成电阻R4的方法。
扩散电阻一般具有正的温度系数(tc-rb)，多晶硅的电阻可以是负的温度系数(tc-poly)。此时，通过由
(扩散电阻值)∶(多晶硅的电阻值)
＝(1/tc-rb)∶(1/tc-poly)                    ...(7)
的比构成电阻R4，可以降低温度变动引起的变动。将扩散电阻的温度系数tc-rb例如设为500ppm，将多晶硅的电阻的温度系数tc-poly例如设为-3000ppm时，通过将(7)式的比设为6∶1，可以充分减少合成电阻值的温度系数。
由此，对于温度变动能够得到一定的脉冲宽度Tpw，通过积分电路20a的直流分量的稳定的检测变得容易。
这里，即使包括由具有如上述这样不同的温度系数的电阻构成的温度补偿电路，也难以在全部温度范围(-30℃～85℃左右)对电阻R4得到一定的电阻值。由于电阻的温度系数通常包含二次的校正项，因此即使以(7)式的比通过温度系数来决定电阻值，二次的校正项也成为误差。图13表示温度补偿电路的脉冲宽度-温度特性。图13中，温度由Ta表示。这里，在将红外线通信接收机1构成为被包括在红外线无线耳机中的情况下，佩戴于人体的使用是通常的使用方式，所以如果实现在人体的体温附近(37℃前后)成为平坦的温度补偿电路的特性曲线，则在实际使用条件下得到良好的特性。从而，在包含37℃的温度范围内特性曲线平坦即可。在该图中，表示对(扩散电阻值)∶(多晶硅的电阻值)的比进行微调整，以便在37℃附近脉冲宽度Tpw取166.6nsec的一定值的结果的曲线。
接着，说明电容C3以及电阻R4的值的因工艺处理变动引起的变动。从(6)式可知，脉冲宽度Tpw受到电容C3以及电阻R4的值的因处理变动引起的变动的影响。一般在集成电路中，电容量有±10％左右的偏差，电阻值有±20％左右的偏差。这里，由于脉冲宽度Tpw由时间常数C3×R4表示，因此如果使该时间常数一定，则脉冲宽度Tpw也可以一定。从而，通过微调电路来仅调整电阻R4的电阻值从而调整时间常数C3×R4，从而能够降低这样的处理变动的影响。
图14表示微调电路的例子。
如电阻R、2R、4R...这样，顺序地串连连接电阻2ⁿR(n是微调位数，是0以上的整数)，与各电阻并联连接微调元件trim1、trim2...。由于微调元件将与自身并联连接的电阻短路，所以进行将与电阻2ⁿR中要选择的电阻并联连接的微调元件开路的处理。例如，在要选择电阻2R、8R、32R而得到它们的合成电阻值42R的情况下，将微调元件trim2、trim8、trim32设为开路状态。作为能够在IC内进行的微调方法，已知多晶硅激光微调、多晶硅熔断微调、齐纳击穿二极管(zener zap diode)微调等方法。
在发明的详细的说明项目中形成的具体的实施方式或实施例毕竟是用来使本发明的技术内容明确，不应限定于这样的具体例子来狭义地解释，本发明的精神和记载的权利要求范围内能够进行各种变更来实施。