干扰信号消除装置和干扰信号消除方法 技术领域
本发明涉及CDMA方式的移动通信系统中使用的搭载在基站装置等上的、与阵列天线组合使用的干扰信号消除装置和干扰信号消除方法。
背景技术
在CDMA方式的移动通信系统中，存在因用同一频带传输多个用户信号而受到干扰波的影响，从而使接收品质恶化的课题。
作为消除干扰的装置，已知由多个天线振子来构成的阵列天线。阵列天线是通过将接收信号和复数系数(以下，将该复数系数称为‘接收加权’)相乘，分别调整各天线振子接收的信号的振幅和相位，可以自由地设定仅增强接收期望信号等接收方向的天线。
作为消除干扰的另一装置，是从接收信号中消除从期望用户以外的用户发送的信号(干扰)来提取期望信号的干扰信号消除装置。
通过将阵列天线和干扰信号消除装置进行组合来进行干扰消除处理，可以期待发挥比分别单独使用更大地干扰消除效果来提高接收品质。
但是，如果将阵列天线和干扰信号消除装置简单地进行组合，则需要对与用户对应的每个信道单独设置干扰信号消除装置，由于运算量和装置规模变大，所以需要下不少工夫。
作为与阵列天线组合的干扰信号消除装置，在以往的(日本)特开平11-205286号公报等中披露了削减运算量和装置规模的装置。
以下，用图1所示的方框图来说明现有的与阵列天线组合的干扰信号消除装置。在以下的说明中，说明干扰信号消除装置的级数(段数)为3、用户数为3、以及多路径数为3的情况。
如图1所示，由于第1级和第2级具有相同的结构，所以省略第2级的说明。
在图1中，天线11-1、2构成阵列天线，天线11-1接收的信号(以下称为‘第1接收信号’)输入到ICU(Interference Canceling Unit：干扰消除单元)12-1～3和延迟器13-1。同样，天线11-2接收的信号(以下称为‘第2接收信号’)输入到ICU12-1～3和延迟器13-2。
ICU12-1～3与用户1～3相对应配置，生成第1接收信号和第2接收信号的复本信号(以下，分别称为‘第1复本信号’、‘第2复本信号’)。由ICU12-1～3生成的第1复本信号输入到加法器14-1和加法器15-1，由ICU12-1～3生成的第2复本信号输入到加法器14-2和加法器15-2。ICU12-1～3的结构将在后面详述。
延迟器13-1、2将接收信号延迟ICU12-1～3的处理时间，输出到对应的加法器14-1、2。
加法器14-1从第1接收信号中减去各用户1～3的第1复本信号。同样，加法器14-2从第2接收信号中减去各用户1～3的第2复本信号。由此，从各天线的接收信号中消除所有用户的复本信号。以下，将从接收信号中减去所有用户的复本信号的加法器14-1、2的输出信号分别称为第1残差信号、第2残差信号。将第1残差信号、第2残差信号分别输入到加法器15-1、2和第2级的延迟器13-1、2。
加法器15-1对每个用户将第1复本信号和第1残差信号相加。同样，加法器15-2对每个用户将第2复本信号和第2残差信号相加。由此，对于各用户来说，可从每个天线的接收信号中消除干扰信号来获得期望信号。例如，如果着眼于用户1，则从接收信号中消除对用户1成为干扰的用户2的信号和用户3的信号，在每个天线中获得用户1的期望信号。对于用户2和用户3也是同样。将获得的期望信号分别输入到第2级的ICU12-1～3。
上述现有的干扰信号消除装置通过在第2级中反复进行与第1级中进行的上述处理相同的处理，来提高复本信号的精度，提高干扰信号消除精度。即，级数越多，对于各用户来说，越可以高精度地消除来自其他用户产生的干扰信号。
第2级的加法器15-1、2的输出信号由第3级的ICU16-1～3来解调。由此，获得用户1～3的各自解调信号1～3。ICU16-1～3的结构将在后面详述。
下面说明ICU12-1～3和ICU16-1～3。其中，第1级和第2级的ICU12-1～3具有完全相同的结构和工作状况。此外，第3级的ICU16-1～3具有完全相同的结构和工作状况。因此，在以下的说明中，仅说明与用户1对应的第1级的ICU12-1和第3级的ICU16-1，而省略说明用户2和用户3所对应的各ICU。
图2表示图1所示的ICU12-1的示意结构的方框图，图3表示图1所示的ICU16-1的示意结构的方框图。
在图2和图3中，假设至无线接收装置的多路径为3，将各路径所用的结构部分别表示为P1～P3。而且，各路径所用的各结构部具有相同的结构和工作状况，所以仅说明第1路径所用的P1，而省略说明第2路径所用的P2和第3路径所用的P3。
在图2中，ICU12-1分为前级S1、中级S2、以及后级S3，前级S1在将各天线11-1、2接收的信号进行解扩后，与每个天线的接收加权相乘来进行阵列合成，对线路变动进行补偿，中级S2进行RAKE合成和临时判定，而后级S3将临时判定后的信号和复本加权相乘来进行再扩频，生成复本信号。
天线11-1接收的第1接收信号被输入到解扩部21-1，天线11-2接收的第2信号被输入到解扩部21-2。解扩部21-1对第1接收信号进行解扩，生成解扩信号X1。同样，解扩部21-2对第2接收信号进行解扩，生成解扩信号X2。将解扩信号X1、X2输入到乘法器22-1、2和接收加权计算部23。
接收加权计算部23计算每个天线的接收加权W1、W2，输出到乘法器22-1、2，同时输出到复数共轭计算部30-1、2。
乘法器22-1、2将解扩信号X1、X2分别和接收加权W1、W2相乘，加法器24通过将乘法器22-1的输出信号和乘法器22-2的输出信号相加来进行阵列合成。将阵列合成后的信号输出到信道估计部25和乘法器26。
信道估计部25根据阵列合成后信号来进行信道估计，将信道估计值ha的复数共轭ha*输出到乘法器26，将信道估计值ha输出到乘法器29。乘法器26将阵列合成后的信号和估计值的复数共轭ha*相乘。由此，补偿阵列合成后的信号的相位旋转。各路径P1～P3的乘法器26的输出信号被输入到中级S2的RAKE合成器27。
RAKE合成器27对各路径P1～P3的阵列合成后的信号进行RAKE合成，判定器28对从RAKE合成器27输出的RAKE合成后的信号进行临时判定。将从判定器28输出的临时判定后的信号d输入到后级S3的乘法器29。
后级S3的乘法器29将信道估计值ha和每个路径P1～P3临时判定后的信号d相乘，输出到乘法器31-1、2。
复数共轭计算部30-1、2分别将接收加权和复数共轭W1*、W2*相乘，分别输出到乘法器31-1、2。
乘法器31-1、2将乘法器29的输出信号和各自接收加权的复数共轭W1*、W2*相乘。由此，获得与解扩信号X1对应的复本信号Xr1和与解扩信号X2对应的复本信号Xr2。
再扩频部32-1对复本信号Xr1进行扩频，输出到加法器33-1。同样，再扩频部32-2对复本信号Xr2进行扩频，输出到加法器33-2。
加法器33-1分别将每个路径P1～P3再扩频的复本信号Xr1进行相加来生成第1复本信号，将第1复本信号输出到加法器15-1。同样，加法器33-2分别将每个路径P1～P3再扩频的复本信号Xr2进行相加来生成第2复本信号，将第2复本信号输出到加法器15-2。
下面说明第3级的ICU16-1。图3所示的第3级的ICU16-1与图2所示的ICU12-1的前级S1和中级S2为大致相同的结构。在图3所示的ICU16-1中，对于与图2所示的ICU12-1相同的结构部分附以与图2相同的标号，并省略说明。
ICU16-1的判定器28的输出信号作为解调信号输出到未图示的外部设备。
这样，现有的干扰信号消除装置通过对构成阵列天线的每个天线生成复本信号，来削减运算量和线路规模。
但是，如果用户数为L、天线数为K、路径数为M，则上述现有的干扰信号消除装置作为装置整体需要(L×K×M)个接收加权乘法器和(L×M)个接收加权计算部，需要进一步削减运算量和电路规模。
发明内容
本发明的目的在于提供一种与阵列天线组合使用、运算量和电路规模小的干扰信号消除装置和干扰信号消除方法。
该目的如下实现：对阵列天线形成方向性，对每个路径选择、分配方向性，对每个方向性来生成复本信号，从而消除干扰。
附图说明
图1表示现有的干扰信号消除装置的结构方框图；
图2表示现有的干扰信号消除装置中的第1级和第2级的ICU的结构方框图；
图3表示现有的干扰信号消除装置中的第3级的ICU的结构方框图；
图4表示本发明一实施例的干扰信号消除装置的结构方框图；
图5表示上述实施例的干扰信号消除装置的自适应阵列部分结构的方框图；
图6表示上述实施例的干扰信号消除装置的第1级和第2级的ICU结构的方框图；以及
图7表示上述实施例的干扰信号消除装置的第3级的ICU结构的方框图。
具体实施方式
以下，参照附图来详细说明本发明一实施例的与阵列天线组合的干扰信号消除装置的结构。图4表示本发明一实施例的与阵列天线组合的干扰信号消除装置的结构方框图。在以下的说明中，说明干扰信号消除装置的级数(段数)为3、用户数为3、方向性数为2(A、B)和多路径数为3的情况。
在本实施例中，说明将从各用户发送的、经各路径到来的信号根据到来方向分为几个组(群)，在每个组中形成方向性来进行阵列合成的情况。在每个组中进行阵列合成的方式详细说明于(日本)特愿平11-327961号专利申请。
如图4所示，由于第1级和第2级具有相同的结构，所以省略第2级的说明。
在图4中，天线101-1、2构成阵列天线，天线101-1接收的信号(以下称为‘第1接收信号’)和天线101-2接收的信号(以下称为‘第2接收信号’)被输入到自适应阵列部102。
自适应阵列部102将第1接收信号和第2接收信号与接收加权相乘并相加，以形成方向性A和方向性B来进行阵列合成。有关自适应阵列部102的内部结构将后述。
将从自适应阵列部102输出的方向性A的信号(以下称为‘方向性信号A’)输入到ICU103-1～3和延迟器104-1。同样，将从自适应阵列部102输出的方向性B的信号(以下称为‘方向性信号B’)输入到ICU103-1～3和延迟器104-2。
ICU103-1～3与用户1～3对应配置，生成相对于方向性信号A和方向性信号B的复本信号(以下，分别称为‘复本信号A’、‘复本信号B’)。将ICU103-1～3生成的复本信号A输入到加法器105-1和加法器106-1，将ICU103-1～3生成的复本信号B输入到加法器105-2和加法器106-2。ICU103-1～3的结构将在后面详述。
延迟器104-1、2将接收信号延迟ICU103-1～3的处理时间，输出到对应的加法器105-1、2。
加法器105-1从方向性信号A中减去各用户1～3的复本信号A。同样，加法器105-2从方向性信号B中减去各用户1～3的复本信号B。由此，从自适应阵列部102输出的各方向性信号中消除所有用户的复本信号。以下，将从接收信号中消除了所有用户的复本信号的加法器105-1、2的输出信号分别称为残差信号A、残差信号B。将残差信号A、残差信号B分别输入到加法器106-1、2和第2级的延迟器104-1、2。
加法器106-1对每个用户将复本信号A和残差信号A相加。同样，加法器106-2对每个用户将复本信号B和残差信号B相加。由此，对于各用户来说，可对每个方向性从接收信号中消除干扰信号来获得期望信号。例如，如果着眼于用户1，则从接收信号中消除对用户1成为干扰的用户2的信号和用户3的信号，对每个方向性获得用户1的期望信号。对于用户2和用户3也是同样。将获得的期望信号分别输入到第2级的ICU103-1～3。
本实施例的干扰信号消除装置通过在第2级中反复进行与第1级中进行的上述处理相同的处理，来提高复本信号的精度，提高干扰信号消除精度。即，级数越多，对于各用户来说，越可以高精度地消除来自其他用户产生的干扰信号。
第2级的加法器106-1、2的输出信号由第3级的ICU107-1～3来解调。由此，获得用户1～3的各自解调信号1～3。ICU107-1～3的结构将在后面详述。
下面说明自适应阵列部102。图5表示图4所示的自适应阵列部102的示意结构的方框图。
在图5中，天线11-1接收的第1接收信号输入到乘法器201-1、乘法器202-1和接收加权计算部203-1、2，天线11-2接收的第2接收信号输入到乘法器201-2、乘法器202-2和接收加权计算部203-1、2。
接收加权计算部203-1计算每个天线的接收加权，将第1接收信号对应的接收加权输出到乘法器201-1，将第2接收信号对应的接收加权输出到乘法器202-1。同样，接收加权计算部203-2计算每个天线的接收加权，将第1接收信号对应的接收加权输出到乘法器201-2，将第2接收信号对应的接收加权输出到乘法器202-2。
乘法器201-1将第1接收信号和从接收加权计算部203-1输出的接收加权相乘，乘法器201-2将第1接收信号和从接收加权计算部203-2输出的接收加权相乘。同样，乘法器202-1将第2接收信号和从接收加权计算部203-1输出的接收加权相乘，乘法器202-2将第2接收信号和从接收加权计算部203-2输出的接收加权相乘。
加法器204-1通过将乘法器201-1的输出信号和乘法器202-1的输出信号相加来进行方向性A的阵列合成，输出方向性信号A。同样，加法器204-2通过将乘法器201-2的输出信号和乘法器202-2的输出信号相加来进行方向性B的阵列合成，输出方向性信号B。
方向性信号A和方向性信号B被分别输出到ICU103-1～3和延迟器104-1、2。
下面说明ICU103-1～3和ICU107-1～3。其中，第1级和第2级的ICU103-1～3具有完全相同的结构和工作状况。此外，第3级的ICU107-1～3具有完全相同的结构和工作状况。因此，在以下的说明中，仅说明与用户1对应的第1级的ICU103-1和第3级的ICU107-1，而省略说明用户2和用户3所对应的各ICU。
图6表示图4所示的ICU103-1的示意结构的方框图，图7表示图4所示的ICU107-1的示意结构的方框图。
在图6和图7中，假设至无线接收装置的多路径为3，将各路径所用的结构部分别表示为P1～P3。而且，各路径所用的各结构部具有相同的结构和工作状况，所以仅说明第1路径所用的P1，而省略说明第2路径所用的P2和第3路径所用的P3。
在图6中，ICU103-1分为前级S1、中级S2、以及后级S3，前级S1在对应每个路径选择方向性信号A或方向性信号B的某一个并进行解扩后，对线路变动进行补偿，中级S2进行RAKE合成和临时判定，而后级S3将临时判定后的信号进行再扩频来生成复本信号，对每个路径分配输出复本信号。
方向性信号A和方向性信号B被输入到选择部301。选择部301在每个路径中从方向性信号A或方向性信号B中选择一个与从用户1发送的信号所属的组对应的方向性信号。例如，在从用户1发送经路径P1到来的信号属于方向性A的组的情况下，选择部301选择方向性信号A。将选择部301选择的信号输出到解扩部302。
解扩部302对选择部301的输出信号进行解扩，生成解扩信号X。将解扩信号X输出到信道估计部303和乘法器304。
信道估计部303根据解扩信号X来进行信道估计，将信道估计值ha的复数共轭ha*输出到乘法器304，将信道估计值ha输出到乘法器307。乘法器304将解扩信号X和信道估计值的复数共轭ha*相乘。由此，补偿解扩信号X的相位旋转。各路径P1～P3的乘法器304的输出信号被输入到中级S2的RAKE合成器305。
RAKE合成器305对各路径P1～P3的解扩信号X进行RAKE合成，判定器306对从RAKE合成器305输出的RAKE合成后的信号进行临时判定。将从判定器306输出的临时判定后的信号d输入到后级S3的乘法器307。
后级S3的乘法器307将每个路径P1～P3对应的临时判定后的信号d和信道估计值ha相乘。由此，获得与解扩信号X对应的复本信号Xr。将复本信号Xr输入到再扩频部308。
再扩频部308对复本信号Xr进行扩频，输出到分配部309。分配部309为了与选择部301选择的方向性相对应，对每个路径将复本信号Xr分配给属于方向性A的信号和属于方向性B的信号，将属于方向性A的复本信号Xr输出到加法器310-1，将属于方向性B的复本信号Xr输出到加法器310-2。
加法器310-1将复本信号Xr中方向性A所属的信号相加来生成复本信号A，将复本信号A输出到加法器106-1。同样，加法器310-2将复本信号Xr中方向性B所属的信号相加来生成复本信号B，将复本信号B输出到加法器106-2。
下面说明第3级的ICU107-1。图7所示的第3级的ICU107-1与图6所示的ICU103-1的前级S1和中级S2具有大致相同的结构。在图7所示的ICU107-1中，对于与图6所示的ICU12-1相同的结构部分附以与图6相同的标号，并省略说明。
将ICU107-1的判定器306的输出信号作为解调信号输出到未图示的外部设备。
这样，通过用阵列天线形成方向性，对每个路径进行方向性的选择、分配并对每个方向性生成复本信号，在ICU中不需要设置接收加权计算部和接收加权乘法器，所以可以削减干扰信号消除装置的运算量和电路规模。
这里，假设用户数为L、天线数为K、路径数为M、组数为G，对于在作为现有技术列举的与图1所示的干扰信号消除装置组合的阵列天线中不需要设置接收加权乘法器来说，在与图4所示的本发明的干扰信号消除装置组合的阵列天线中需要设置(K×G)个接收加权乘法器。
但是，图1所示的干扰信号消除装置作为整体需要(L×K×M)个接收加权乘法器，通常，由于(L×M)与G相比是绝对大的值，所以本发明的干扰信号消除装置相对于图1所示的干扰信号消除装置可以削减接收加权乘法器。
本发明的干扰信号消除装置对于作为装置整体所需要的接收加权计算部的数是G个、作为装置整体需要(L×M)个的接收加权计算部的图1所示的干扰信号消除装置来说，可以削减接收加权计算部。
在上述实施例中说明了使用多级型的干扰信号消除装置，但本发明并不限于此，即使是单级型等的以码元单位来消除干扰的干扰信号消除装置，也可以削减运算量和电路规模。
从以上的说明可知，根据本发明的干扰信号消除装置和干扰信号消除方法，由于不需要在ICU中设置接收加权计算部和接收加权乘法器，所以可以减小运算量和电路规模。
本说明书基于2000年1月19日申请的(日本)特愿2000-010877专利申请。其内容全部包含于此。
产业上的可利用性
本发明适用于CDMA方式的移动通信系统的基站装置。