频率偏移量校正的方法和装置 发明的背景
I.发明领域
本发明涉及无线通讯。更具体地，本发明涉及应用相干检测的数字无线通讯系统。
II.有关技术和一般背景描述
1)扩展频谱和码分多址
扩展频谱通讯技术具有较强的压制噪声能力，允许使用低的发送功率，并且具有低截获的概率。由于这些原因，许多早期的扩展频谱技术发展是由军事研究人员研制完成的。然而目前，这种技术的优点已经导至它的消费用户应用的增加，特别是应用在先进的数字蜂窝电话系统。
而大多数其他通讯技术将一个或几个信号单独地调制到一个载波信号上。扩展频谱技术也将伪随机噪声或“伪噪声”(PN)信号调制到该载波上。在扩展频谱系统的跳频变量中，某一瞬间伪噪声(PN)信号值确定发送信号的频率，这样，信号的频谱被扩展了。在直接序列扩展频谱(DSSS)变量中，伪噪声(PN)信号的比特率(称为‘码片率’)应当选择比信息信号的比特率更高，这样当载波被两个信号调制时，就扩展了该频谱。
在一个信号通道支持多路立独信号的通讯系统必须应用某些技术使接收机能区别各种信号。在时分多址(TDMA)系统，独立信号按非交迭间隔发送，因此，这些信号在时间空间上是正交的(并因此是分离地)。在频分多址(FDMA)系统，信号受带宽限制，并按非交迭子通道发送，因此，这些信号在频率空间是正交的。在码分多址(CDMA)系统，通过由正交或非相关的编码序列调制来扩展信号，因此这些信号在编码空间是正交的或几乎是正交的，并且可以在相同的时间沿着相同的通道发送这些信号，而在接收机中可保留相互间的区别。在美国专利申请4,901,307中描述了一个示范CDMA系统，其标题是“利用卫星或陆基转发器的扩展频谱多址通讯系统”，授权日为1990年2月13日。该专利已转让给本发明的受让人。该专利的揭示内容并入一起供参考。
那末，在CDMA DSSS系统，每一个独立载波信号被一个数据信号和一个伪噪声(PN)信号调制，该伪噪声(PN)信号与分配给所有其他用户的伪噪声(PN)信号至少几乎是正交的。因而扩展了所发送信号的频谱，同时致使它能区别于其他用户的信号。在扩展和调制到载波之前，数据信号通常要经过各种设计好的编码和插入工作。例如，增加数据冗余以及允许在接收机中的错误校正。也可以对数据信号加密以提供额外安全，防止偷听者窃听。扩展频谱通讯系统中的CDMA信号的产生已在美国专利申请5,103,459中作了揭示。其标题是“在CDMA蜂窝电话系统中产生信号波形的系统和方法”，授权日为1992年4月7日。该专利已转让给本发明的受让人。这儿将该专利的揭示内容并入一起供参考。
2)相位调制
在DSSS电信系统中，基带信息信号通常被伪噪声(PN)序列扩展以达到1MHz或更宽的带宽。为了在一个无线电通道上发送扩展基带信号，必需将它调制在所需频率的射频(RF)载波上。
有各种将数字基带信号调制到射频(RF)载波上的方法。这些方法根据任一特殊瞬间所发送数据符号，典型地通过改变载波的同相(I)和正交相(Q)分量中的一个或两个分量的幅度，相位，和/或频率来实现。DSSS系统通常使用相移键控(PSK)或正交调幅(QAM)的一个变量。在相移键控(PSK)中，发送相应于数据符号的载波成分的相位状态。在正交调幅(QAM)中，载波成分的相位和幅度均被调制。
在一个用二进制PSK(BPSK)调制的示范系统中，从一个基本相位状态(定义为一个零相位)到相差180度的一个第二个相位状态(即一个偏离零相位π弧度的相移)的载波发送可以被指明为一个从数据符号0到数据符号1的发送。那末，将返回零相位π弧度的反向相移指明为一个从数据符号1到数据符号0的发送。在这些发送中，载波相位表示是否发送一个数据符号0(零相位)，还是发送一数据符号1(π弧度的相位)。通过使用正交PSK(QPSK)调制可获得一个数据率与带宽的改进比率。其中，把数据符号编码成两个I和Q分量均有180度的相移。在技术上均熟知这些变量和PSK调制的其他变量。
注意在PSK调制中，所有的相位状态仅在与基本相位状态相连时才有意义。如果未知该基准相位，那末仅能认别相位状态发送那些点，并不能确定符号的真实身份。例如，在上面所述的BPSK系统，π弧度的相移表明是一个0至1或者一个1至0的发送。除非知道基础相移状态和起始或结束时相位状态之间的关系，就不可能确定是指那一种发送。
这种相位的模棱两可的问题可以用几种方式来解决。一种手段是通过使用一种调制来避免该问题。该调制适用于非相干检测，并且不要求知道基础相位的状态，例如差分PSK(DPSK)。一种功能更有效的方法是用正交信令组使数据符号按一定的方式译成密码。该密码数据是明确的，且与基本相位状态无关。Hadamard-Walsh功能是一种合适的信令组，如CDMA中的第四章所讨论的。其标题是：扩展频谱通讯原理，其作者是Andrew J.Viterbi，Addison WesleyLongman，Reading；MA，1995年。这儿将该章并入一起供参考。然而通过提供避免相位模棱两可问题所必需的信息冗余，这些方法还可以减少通道的有效数据量。一个可替代的手段已经用于相干检测计划。
3)相干检测和相位噪声
在导频协助相干检测中，从一个导频信号中获得基本相位状态。一个已知格式信号与数据信号一起发送以提供一个相位和幅度基准。一种在相同载波上发送导频和数据通道的方法是用不同的正交码(例如用不同的Walsh功能)来履盖通道。在接收机中，可以用导频通道来建立载波同步和允许相干检测。例如用锁相环使本地振荡器的输出与所接收的相关导频保持一恒定相位角。
不幸地，由于相位噪声的存在经常使载波同步变得复杂。相位噪声可以有两种成分，一种是随机的而另一种是比较能确定的。随机成分由多谱勒效应引起的。该多谱勒效应是由发送器和接收器间的相对移动(或两者间的明显移动，或许由一反射物引起)产生的。这样的多谱勒位移的最大幅度fd_max定义为：
fd_max＝fc×v/c，
这里fc是以赫兹(Hz)为单位的载波频率，v是以每秒米(m/sec)为单位的相对速度，而c是光速。对于10亿(一千兆)赫兹范围内的载波频率和每小时几百英哩的相对速度，多谱勒成分可以在几百赫兹内。
因为多谱勒成分变化迅速，以及或许会超过数据速率的百分之几，用锁相环来跟踪是非常困难的。一种补偿该随机成分的替代方式是用已知的导频信号来获得通道效应的一个估计值。该估计值通常为复数矢量格式。该矢量代表由通道引进的相位旋转，并被用于补偿数据采样中的相同的旋转。
如同系统结构间的频率偏移量一样也会产相位噪声，该相位噪声基本上是由发送器和接收器中振荡器间的频率不同引起的。该差异可能会产生，例如因为制造上的差异或由于使用年限或温度引起的漂移。并且这个偏移量的影响是将一个相位旋转引入到对时间维持相对稳定的采样中。一旦振荡器的相位已经锁定，IS-98A标准(TIA/EIA，1996年7月)中的10.1.1.3节允许移动站的载波具有差不多300赫兹的误差。
如果分别补偿恒定的旋转成分的频率偏移量，那末可以获得相位噪声的随机部分的一个较好的估计值。校正频率偏移量的一种方法是通过使用数字锁频环(DFLL)。数字式锁频环的元件和原理在技术上已众所周知并在有关文章中描述过，例如，在由发明家Ling编著的“用于无线通讯的数字锁频环的收敛和输出MSE”，1996年车载技术会议记录，亚历山大，1215-1219页，和FrancisD.Natali编著的“AFC跟踪运算法则”，IEEE通讯学报，卷COM-32，no.8，1984年8月，935-947页。这些文章并入一起供参考。
频率偏移量校正
图1描述用DFLL进行频率偏移量校正的一种方法。射频(RF)级(图中未示出)将所收到的模拟数据提供给转换和校正方块110，作模/数(A/D)转换和频率校正。如下所述，频率校正工作可在模/数(A/D)转换之前或模/数转换之后进行。数字化的和校正过的同相(I)和正交相(Q)采样流先由伪噪声(PN)去扩展器115，然后由数据去扩展器120和导频去扩展器130进行去扩展以分别获得数据和导频通道的符号。
频率鉴别器140接收去扩展导频采样并产生一个瞬间频率误差如图2所描述，由当前导频采样的复数乘积的虚数部分和前一个导频采样的复共轭计算出的值。在环路滤波器150，给瞬时频率误差定标用以控制DFLL的收敛和带宽，并被积分以获得一个更精确的偏置频率估计f。该偏置频率估计是方块110的输入，用于调整所接收数据的相位。
在方块110中，在模/数(A/D)转换前，通过在射频(RF)或中频(IF)输入模拟数据以及使用由DFLL控制的压控振荡器(VCO)将信号下变频至基带，频率校正可适用于模拟域。虽然对一个模拟信号进行频率校正是相当容易的，然而对某些应用是不实际的。例如，由一个码分多址(CDMA)基站接收的信号典型地含有来自许多用户的信号，每种成分的信号具有不同的频率偏移量。对于一个时分多址(TDMA)基站，在每一个时间间隙期所接收的信号将典型地来自不同的用户，并与相邻时间间隙接收的信号有不同的频率偏移量。在这样的情况下，再好在数字域执行频率校正。此外，如果采用数字式校正，在一个较小的电路中能获得更好的温度稳定性和更高的工作可靠性。
通过在基带将模拟信号输入到基站的方块110和在模/数(A/D)转换后对采样进行复杂旋转，频率校正可应用于数字域。在数字化后进行校正的一个缺点是使校正工作变得更加复杂，要求对每个采样执行复杂的旋转。对于1.2288Mcps典型的芯片速率和两倍于芯片速率的一个采样率，该方法将要求每秒钟执行约250万次复杂旋转。要支持这样一个处理速率所需的功率和合适区域致使数字频率校正对许多应用是不能实行的。
发明概述
通过在去扩展后对导频通道进行频率校正处理，而不是在去扩展前对所接收的采样进行频率校正处理，本发明显著地减少了在数据通道进行频率偏移量补偿所需的计算量。为了维持数据和导频通道间的相干，本发明也包括在相干检测前，反向旋转该通道估计和延迟数据通道中的采样。
附图简述
图1描述一种频率校正的方法。
图2示出频率鉴别器140的电路图。
图3是本发明第一个实施例的框图。
图4示出自动调节相位线路的电路图，该自动调节相位线路是频率鉴别器140的较佳实施。
图5示出复数乘法器电路图。
图6描述环路滤波、相位计算和延迟方块250的第一个实施例。
图7描述频率偏移量积分器340的一个实施例。
图8A描述相位调整积分器350的第一个实施例。
图8B描述相位调整积分器350的第二个实施例。
图9描述环路滤波、相位计算和延迟方块250的第二个实施例。
图10描述环路滤波器325的第一顺序实施。
图11描述环路滤波器325的每二顺序实施。
图12是本发明一个替代实施例的框图。
发明详细描述
图3是本发明第一个实施例的框图。在一个较佳实施例中，图3的电路(除了环路滤波、相位计算和延迟方块250)可为几个接收机重复使用，每一个从相同的或不同的天线接收一个不同的多径情况的信号。通常将这种单径接收机称为瑞克(分离多径)‘指针’。在这样一个实施例中，环路滤波，相位计算和延迟(LFPCD)方块250对所有的‘指针’是公用的。从每个‘指针’接收一个值，并对所有‘指针’输出公用的复数对(COSθ，-sinθ)和(cosφ，sinφ)。
在图3的较佳实施例中，从射频(RF)和/或中频(IF)级接收的基带模拟数据经过模/数(A/D)转换器210，在伪噪声(PN)去扩展器115中经伪噪声(PN)序列进行去扩展，并在数据去扩展器120和导频去扩展器130进行进一步去扩展。去扩展器115和120可由如图5描述的复数乘法器来实现。这里，输入I_2和Q_2是各自的去扩展码。假设频率偏移量比数据采样速率更低，在去扩展操作期间可忽略频率偏移量。
在一较佳实施例中，导频通道被Walsh函数0履盖(即，履盖函数完全是一个常数值)。在这种情况下，导频去扩展器130可以作为一个积分和清除电路来实现。积分周期应长些，以降低采样频率，并因此减少计算工作量。但在另一方面，积分周期应当短些，以致在该周期内由频率偏移量引起的相位漂移可以忽略不计。对于一个300赫兹的频率偏移量和一个几百赫兹的多谱勒分量，一个实施例所用的积分周期约为200微秒。在进一步处理前，或许希望通过例如右移而截去导频采样一端。截去功能用于减少在以后几级中的数据比特带宽。并且在本级适量的截去和凑整，并未显示出引起执行功能的降低。然而截去功能是选项。
去扩展后，在相位施转器220旋转导频采样。相位旋转器220的一个较佳实施例是如图5所示一个复数乘法器。由如下所述，由LFPCD方块250输出代表旋转θ角度的复数值。
将旋转的导频采样输入至频率鉴别器140。该频率鉴别器140输出瞬时频率误差的一个测量值在一个较佳实施例中，频率鉴别器140(其功能如图2所示)是按图4所描述自动调节相位线路来实现的。
图6示出LFPCD方块250的一个框图。如上所注意到的，在一个较佳实施例中，许多‘指针’分别地计算瞬时频率误差这些值经过频率误差合成器310输入至LFPCD方块250。在一个较佳实施例中，合成器310输出一个作为值的总和值。然而可将合成器310构造成也可输出这些值的一个带权重或不带权重的平均值。如果只一个值输入至LFPCD方块250，就可以省略合成器320。
限制器320通过限制所报道的频率误差可能的范围来提供一个系统稳定性的测量。在一个替代实施例中，不需要测量系统稳定性或在别处提供该功能。在这样的实施例中，可以省略限制器320。环路滤波器325接收限制或非限制的频率误差值(或在合适时)并输出一个频率偏移量值foff。图10示出一个第一顺序滤波器的一个实施例。该实施例适合于用作环路滤波器325。在该实施例中，定标器330接收该输入信号，并输出一个经定标的误差值通过选择一个2-n定标因子和按右移位器实现定标器330，更利于避免在本级进行乘法运算。如在上述的并入一起的参考资料中所注意到的，对于一个第一顺序的DFLL，根据下列公式，定标因子确定DFLL的时间常数(或，等效于其环路带宽)：
Tc＝NTs/(αKdK0)，
这里，Tc是以秒为单位的DFLL的时间常数；N是采样中的频率鉴别器的插入延迟和环路滤波器的上升沿间隔；Ts是以秒为单位的采样周期；α是无量钢的定标因子；Kd是以LSB/Hz为单位的频率鉴别器增益，这里LSB表示频率鉴别器输出的最低有效位；而K0是以Hz/LSB为单位的相位旋转操作的结果，这里LSB表示数频转换器的输入(这里是检查表360的输入)的最低有效位。在一个典型应用中，定标因子只是该公式中能动态变化的的因子。(可能影响上述公式中其他因素值的参数包括积分周期，信噪比和数频转换器的特殊执行。)
当然，必需选择与输入至频率误差合成器310的‘指针’数目和在那里所执行的合成的特性(例，是否要对输入求平均值或仅是简单累加)相关的定标因子。为了保持DFLL输出的频率误差低于一个合理的值，例如100赫兹和保证该误差不会降低接收机的性能，该时间常数最好应大约在10至数百微秒之间。在示范应用中，定标因子典型值的范围大约在22(4)至2-4(1/16)之间。
频率偏移量积分器340接收定标的频率误差值并输出一个频率偏移量值foff。foff指出发送器和接收器的振荡器间的频率差。在一个较佳实施例中，将频率偏移量积分器340构造成如图7所示的一个理想积分器。假定发送器和接收器中的振荡器频率是完全不变的，并且相位噪声的随机成分不影响DFLL，那末可以看到值将接近于零，而foff值将接近于一常量。foff可能值的范围代表频率偏移量的范围，该频率偏移量可通过该电路进行补偿。
本领域内一名普通技术人员将识别更高顺序的环路滤波器，例如图11所示的第二顺序配置，例如，如果希望获得一个不同的收敛特性，该第二顺序环路滤波器可用于替代环路滤波器325的第一顺序配置。在本发明的这些替代实施例中，频率偏移量积分器340a和340b的结构通常与图7所示的积分器340相同。并且第一级定标器330a和第二级定标器330b每个或许有相同的常数值或有不同的常数值。
相位调整积分器350用来将频率偏移量foff转换成一个相位调整因子θ。在一个较佳实施例中，相位调整积分器350具有图8A所示的结构或图8B所示的结构；输出值θ的最大和最小值分别对应于π和-π；并且忽略了溢出值，因此相位调整积分器350执行模数2π的累积值。
检查表360经预编程以将相位值θ转换成一对代表一个复数相位矢量的值(例如cosθ和sinθ)。该复数矢量通过复共轭器370后，输入至相位旋转器220。在相位旋转器220，导频采样按以下公式旋转：
rpej(p-θ)＝rpejpe-jθ＝rp(cosp+jsinp)(cosθ-jsinθ)，
这里rp是导频采样的幅度，p是接收时导频采样的角度，而p-θ是在频率偏移量校正后的导频采样的角度。
旋转的导频采样也输入至导频滤波器160，该导频滤波器160产生该通道的一个估计值。该通道估计代表相位旋转的失真情况和由通道引入至信号的幅度定标。该通道估计值还被报道作一个在I/Q空间的矢量。选择滤波器160中的分支(taps)N的数目以提供最佳总通道估计。一方面，希望通道在整个估计活动范围保持相对稳定，所以N应保持较小的数值。另一方面，用较大的N值可获得一个高精度的估计值。滤波器160可以按一个IIR或一个FIR滤波器来实现。在一个较佳实施例，滤波160是复杂的8分支(tap)的矩形平均器。
因为通道估计是从旋转导频采样建立的，它的相位与数据通道中需调制的采样的相位不一致。因此在该估计值用于数据通道之前，必需除去由相位旋转器220引入的旋转。为此，由相位计算方块250施加于相位旋转器220的相位旋转因子经过反向旋转延迟器380延迟。因此当导频滤波器160产生相应的通道估计时，这些相位旋转因子在完全相同的时间达到相位反向旋转器240。如图6所示，反向旋转延迟380可从相位调整积分器350接收θ值。然而在一个较佳实施例中，如图9所示，反向旋转延迟380接收θ，也接收foff，并且通过按适当的比例使这两个值相结合，有效地获得一个过采样延迟时间。
检查表390经预编程以便将延迟的相位值φ转换成代表一个复合相位矢量的一对值(例如，cosφ和sinφ)。在一个较佳实施例中，检查表360和390是相同的单元，将输入至该表的地址编码在相位调整积分器350和反向旋转延迟380之间相乘。注意如果检查表360和390不是相同的单元，那末可以修改检查表360，以代替保存复共轭值。因此，免除需用复共轭器370。
复数矢量输入至相位反向旋转器240。与相位旋转器220一样，相位反向旋转器240的较佳实施例是图5所示的一个复数乘法器。因为相位调整矢量不是本级中的复共轭，按下列公式，从通道估计中除去由相位旋转器220引入的旋转：
ej(p-θ+φ＝ej(p-θ)ejφ＝[(cosp+jsinp)(cosθ-jsinθ)](cosφ+jsinφ)，
这里p-θ是通道估计的角度，而p-θ+φ是在频率偏移量恢复后通道估计的角度。在一个较佳实施例中，反向旋转角度φ具有与旋转角度θ相同的值，所以p-θ+φ值就是简单的p值，接收时的导频采样的角度。然而，以计算θ值时的不可利用的信息为基础，也可能精炼φ值。
在反向旋转后，该通道估计通过复共轭器170，并且在相干检测器190与去扩展和延迟的数据采样相结合。因为带有相位旋转器220和反向旋转器240，相干检测器190的一个较佳实施例是一个如图5所示的复数乘法器。
在上面所介绍和描述的较佳实施例中，从第一组导频采样中计算相位旋转θ，第一组导频采样是在第一点从伪噪声(PN)去扩展器115输出的采样流中及时地取得。然后在相位旋转器220，将相位旋转θ施加到第二组导频采样，但是该组导频采样是在比第一组之后的一点从伪噪声(PN)去扩展器115输出的相同的采样流中及时地取得。在如图12所示的一个替代实施例中，将从一组导频采样中计算出的相位旋转θ施加在相位旋转器220中，例如通过在缓冲器260中保持每一组导频采样的一份拷贝以返馈相同组的导频采样。
提供前面所描述的较佳实施例使本领域专业技术人员能够制造或使用本发明。对这些实施例的各种修改将对那些本领域技术人员显然是很明显的，在这里所介绍的一般原理可以应用于其他实施例，而不需创造发明的才能。例如，即使较佳实施例涉及到带有码分多址导频的CDMA接收器，本发明也可以应用于带有时分多址导频的接收器或TDMA接收器中。另外，一个普通技术人员将认识到尽管本发明的较佳实施例能处理数字化的信号，这里介绍的新颖原理同样可应用于一个处理模拟信号系统，或应用于一个混合系统。因而，本发明不试图限制于以上所示的实施例中，而是，可适合于与以任何方式公布的该原理和新颖功能相符合的最广阔范围。