一种显著提高控制电流输出频率线性度的张弛振荡器.pdf

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1、(10)申请公布号 CN 103997317 A (43)申请公布日 2014.08.20 CN 103997317 A (21)申请号 201410215745.X (22)申请日 2014.05.21 H03K 3/012(2006.01) H03K 3/013(2006.01) (71)申请人 东南大学 地址 214135 江苏省无锡市新区菱湖大道 99 号 (72)发明人 孙伟锋 黄泽祥 张允武 祝靖 陆生礼 时龙兴 (74)专利代理机构 江苏永衡昭辉律师事务所 32250 代理人 王斌 (54) 发明名称 一种显著提高控制电流输出频率线性度的 张弛振荡器 (57) 摘要 一种显著提高。

2、控制电流输出频率线性度的 张弛振荡器， 包括振荡电路、 延时误差检测电路和 调制电流产生电路， 延时误差检测电路用于检测 振荡电路中充放电电容的峰值电压， 并根据峰值 电压产生延时误差消除信号， 使振荡器振荡在预 设的频率上， 调制电流产生电路根据充放电电容 上的峰值电压， 产生相应的附加控制电流， 提高充 放电电容的充电速率， 消除振荡电路延时的影响， 提高控制电流频率的线性度， 由于调制电流产 生电路输出的额外控制电流会使充放电电容 C1 和 C2 上的电压进一步增加， 因此本发明还能够降 低振荡器输出信号的抖动。 (51)Int.Cl. 权利要求书 2 页 说明书 9 页 附图 4 页 。

3、(19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书2页 说明书9页 附图4页 (10)申请公布号 CN 103997317 A CN 103997317 A 1/2 页 2 1. 一种显著提高控制电流输出频率线性度的张弛振荡器， 其特征在于， 包括振荡电 路、 延时误差检测电路及调制电流产生电路， 延时误差检测电路用于检测振荡电路中充放 电电容的峰值电压， 并根据峰值电压产生延时误差消除信号， 使振荡器振荡在预设的频率 上 ； 调制电流产生电路根据充放电电容上的峰值电压， 产生相应的附加控制电流， 提高充放 电电容的充电速率， 消除振荡电路延时的影响， 提高控制电流频率的线。

4、性度和降低振荡 器抖动， 其中 ： 振荡电路包括电流源 I0、 PMOS 管 M1、 M2， 控制开关 S1、 S2、 S3、 S4， 充放电电容 C1、 C2， 比 较器 COMP1、 COMP2 及 RS 触发器和参考电平 Vref， 电流源 I0的正极接地， 电流源 I0的负极连 接 PMOS 管 M1 的漏极和栅极， PMOS 管 M1 的源极与 PMOS 管 M2 的源极互连并连接电源 VDD， PMOS 管 M1 的栅极与 PMOS 管 M2 的栅极互连， PMOS 管 M2 的漏极分别连接控制开关 S1 和控 制开关 S3 的一端， 控制开关 S1 的另一端连接控制开关 S2 的。

5、一端和充放电电容 C1 的一端 以及比较器 COMP1 的同相输入端， 充放电电容 C1 的另一端及控制开关 S2 的另一端均接地， 控制开关 S1 的控制端与控制开关 S2 的控制端互连并连接 RS 触发器的输出端 Q， 控制开关 S3 的另一端与控制开关 S4 的一端、 充放电电容 C2 的一端以及比较器 COMP2 的同相输入端 相连， 充放电电容 C2 的另一端及控制开关 S4 的另一端均接地， 控制开关 S3 的控制端与控 制开关 S4 的控制端互连并连接 RS 触发器的输出非端 Q， RS 触发器的置位输入端 S 及复位 输入端 R 分别连接比较器 COMP1 的输出端及比较器 C。

6、OMP2 的输出端， 比较器 COMP1 的反相 输入端与比较器 COMP2 的反相输入端互连并接参考电平 Vref； 调制电流产生电路包括比较器 COMP3、 NMOS 管 MR和电阻 RR， NMOS 管 MR的漏极连接振荡 电路中电流源 I0的负极， NMOS 管 MR的源极连接电阻 RR的一端和比较器 COMP3 的反向输入 端， 电阻 RR的另一端接地 ； 延时误差检测电路包括控制开关 S5、 控制开关 S6、 控制开关 S7、 控制开关 S8， 反相器 INV1、 反相器 INV2 以及包括运算放大器 AMP1、 AMP2， 三极管 BJT 及电容 C4 构成的峰值检测 与保持电路。

7、， 包括减法器 SUB、 除法器 DIV、 比较器 COMP4 以及作为电压保持的运算放大器 AMP3 构成的延时误差信号产生电路和包括 PMOS 管 M3、 PMOS 管 M4、 电容 C3 构成的延时单 元， 延时单元中 PMOS 管 M3 的源极连接电源 VDD， PMOS 管 M3 的的漏极与 PMOS 管 M4 的源极 互连， PMOS 管 M3 的栅极与 PMOS 管 M4 的栅极互连并连接偏置电压 VB， PMOS 管 M4 的漏极与 电容 C3 的一端、 控制开关 S8 的控制端 以及反相器 INV2 的输入端连接在一起， 电容 C3 的 另一端接地， 反相器 INV2 的输出。

8、端连接控制开关 S7 的控制端， 控制开关 S7 的一端连接延 时误差信号产生电路中减法器SUB的一个输入端， 减法器SUB的另一个输入端连接2Vref， 减 法器 SUB 的输出端连接加法器 DIV 的一个输入端， 加法器 DIV 的另一个输入端连接 V2ref， 加 法器DIV的输出端连接电压保持运算放大器AMP3的同相输入端， 电压保持运算放大器AMP3 的反相输入端与电压保持运算放大器 AMP3 的输出端互连并连接比较器 COMP4 的反相输入 端， 比较器 COMP4 的同相输入端与控制开关 S7 的另一端、 控制开关 S8 的一端以及作为峰值 检测与保持电路输出端的运算放大器AMP。

9、2的输出端连接在一起， 比较器COMP4的输出端作 为延时误差信号产生电路的输出端连接反相器 INV1 的输入端和控制开关 S6 的控制端， 反 相器 INV1 的输出端连接控制开关 S5 的控制端， 控制开关 S5 的一端连接振荡电路中充放电 电容 C1 的非接地端， 控制开关 S5 的另一端连接控制开关 S6 的一端和作为峰值检测与保持 电路输入端的运算放大器AMP1的同相输入端， 控制开关S6的另一端接地， 运算放大器AMP1 权 利 要 求 书 CN 103997317 A 2 2/2 页 3 的反相输入端与电容 C4 的一端、 三极管 BJT 的发射极以及运算放大器 AMP2 的同相。

10、输入端 连接在一起， 三极管 BJT 的基极和集电极连接运算放大器 AMP1 的输出端， 运算放大器 AMP2 的反相输入端与运算放大器 AMP2 的输出端互连， 控制开关 S8 的另一端连接调制电流产生 电路中比较器 COMP3 的同相输入端。 2. 根据权利要求 1 所述的提高控制电流输出频率线性度的张弛振荡器， 其特征在 于， 振荡电路中充放电电容 C1 和 C2 的结构与电容值完全相同， 两个比较器 COMP1 和 COMP2 都是迟滞比较器。 权 利 要 求 书 CN 103997317 A 3 1/9 页 4 一种显著提高控制电流输出频率线性度的张弛振荡器 技术领域 0001 本发。

11、明涉及张弛振荡器， 尤其涉及一种显著提高控制电流输出频率线性度的张 弛振荡器， 属于 CMOS 集成电路技术领域。 背景技术 0002 在大规模集成电路中， 时钟信号一般由振荡器产生的。 张弛振荡器具有结构简单， 成本较低， 易于集成， 而且功耗也相对较小， 是振荡器里面应用最广的时钟产生电路。 0003 在信号的调制与解调、 存储系统的数据恢复等的应用中， 要求所使用的张弛振荡 器的控制电流频率具有很高的线性度， 从而减小失真， 同时也可以增大该张弛振荡器的 频率范围。在张弛振荡器中， 控制电流频率的线性度和充放电电容振荡幅度的控制电路 的延时有关。 因此， 要提高振荡器的线性度， 最大化振。

12、荡器的频率就必须将控制电路的延时 影响降到最小。 而在时钟恢复电路中， 为了获得更大的动态范围， 要求张弛振荡器电路具有 小的抖动， 张弛振荡器电路的抖动是由于电路本身的噪声引起的在翻转阈值电平处存在的 微小扰动， 而具有小的抖动的张弛振荡器电路要求增大其充放电电容的振荡幅度。 0004 在现有的技术中， 张弛振荡器有许多不同的结构， 对不同结构的张弛振荡器的共 同要求就是精度高和在高频时频率 - 控制电流仍具有良好的线性度。但现有的张弛振荡器 仍存在着一些不足。 0005 图 1 示出了单个定时电容的电流控制张弛振荡器， 包括充电电流源 Icharge、 放电电 流源 Idischarge，。

13、 PMOS 管 MP1、 NMOS 管 MN1， 定时电容 C， 两个比较器 COMP5 和 COMP6， RS 触发 器。RS 触发器的输出端 Q 接 PMOS 管 MP1 和 NMOS 管 MN1 的栅端。根据 RS 触发器输出端 Q 的信号的不同， PMOS 管 MP1 和 NMOS 管 MN1 交替导通和关断， 充电电流源 Icharge、 放电电流源 Idischarge交替地给定时电容 C 充电和放电。 0006 单个定时电容的电流控制张弛振荡器的工作过程如下 ： 0007 过程 1 ： 当 RS 触发器的输出端 Q 为低电平， PMOS 管 MP1 开启、 NMOS 管 MN1 。

14、关断， 充 电电流源 Icharge给定时电容 C 充电， 当定时电容 C 上的电压上升超过上参考电平 VH时， 比较 器 COMP5 输出高电平， RS 触发器处于置位状态， 输出端 Q 输出高电平 ； 0008 过程 2 ： 当 RS 触发器的输出端 Q 输出高电平， PMOS 管 MP1 关断、 NMOS 管 MN1 开启， 放电电流源 Idischarge开始给定时电容 C 放电， C 上的电压下降， 当定时电容 C 上的电压下降 到小于下参考电平 VL时， 比较器 COMP6 输出高电平， RS 触发器处于复位状态， 输出端 Q 输出 低电平 ； 0009 RS 触发器输出端 Q 为。

15、低电平， 回到初始状态， 然后依次重复上面两个过程。 0010 单个定时电容的电流控制张弛振荡器的电容上的电压在上参考电平 VH和下参考 电平 VL之间来回振荡。如果控制电路 ( 图 1 中的 COMP5、 COMP6 和 RS 触发器 ) 的延时可以 被忽略， 且设 Icharge Idischarge I， 则振荡器的周期和频率为 0011 式 1 说 明 书 CN 103997317 A 4 2/9 页 5 0012 式 2 0013 由式 2 可以看出， 如果控制电路的延时可以忽略， 一旦选定电容 C、 上参考电平 VH 和下参考电平 VL， 单个定时电容的电流控制张弛振荡器的频率正比。

16、于控制电流 I。 0014 但是， 图 1 所示的单个定时电容的电流控制张弛振荡器的控制电路的延时并不能 忽略， 定时电容 C 上的电压的实际波形如图 2 所示。由于控制电路的延时的存在， 使得定时 电容 C 上的电压达到上参考电平 VH时， PMOS 管 MP1 并没有立刻关断、 NMOS 管 MN1 并没有立 刻开启， 导致电容上的电压过充， 而由于电容上电压的过充， 在电容电压下降时要求有同样 的时间来释放过充的电荷 ( 设 Icharge Idischarge)， 在这个过程中， 控制电路的延时为 2td， 当 定时电容C放电到接近下参考电平VL时， 同样会产生过放现象， 因此， 在一。

17、个周期中的总延 时为 Td 4td， 因此频率的公式 ( 式 2) 修正为 0015 式 3 0016 其中 fideal为式 1 中的理想频率， Td为振荡器一个周期内的延时 4td。式 3 中的实 际频率 f 与控制电流的关系可以用图 3 来表示。 0017 因此， 为了提高线性度和最大化振荡器的频率， 必须减小该张弛振荡器中一个周 期内的延时 Td。 0018 同时， 单个定时电容的电流控制张弛振荡器也有着许多其他的缺点， 如需要两个 参考电平 ； 且因为有两个参考电平的存在， 使得定时电容的振荡幅度受限， 从而导致电路本 身的噪声对充放电电容的阈值电平产生影响， 并且这种影响会在每个周。

18、期累积， 最终影响 振荡器的输出频率 ； 最后， 由于器件的失配， 其充电电流和放电电流不可能完全精确的相 等， 因此， 很难获得50的占空比。 因此， 有必要针对上面的缺点， 对单个定时电容的电流控 制张弛振荡器进行改进。 0019 针对单个定时电容的电流控制张弛振荡器的不足， 图 4 给出了可以减小一个周期 内的延时 Td的带有双定时电容的电流控制张弛振荡器， 包括电流源 I1和 I2， PMOS 管 MP1、 NMOS 管 MN1、 PMOS 管 MP2、 NMOS 管 MN2， 定时电容 C1 和 C2， 两个比较器 COMP5 和 COMP6， RS 触发器， 比较器 COMP5、 。

19、比较器 COMP6 的同相端分别接定时电容 C1、 定时电容 C2， 比较器 COMP5、 比较器 COMP6 的反相端接在一起连接到参考电平 VR。 0020 带有双定时电容的电流控制张弛振荡器的工作过程如下 ： 0021 a)设电路开始工作时， RS触发器的输出端Q为低电平， 输出端Q为高电平， PMOS管 MP1 开启、 NMOS 管 MN1 关断， 电流源 I1给定时电容 C1 充电， PMOS 管 MP2 关断、 NMOS 管 MN2 开启， 定时电容C2放电到地GND， 当定时电容C1上的电压上升到超过参考电平VR时， 比较器 COMP5 输出高电平， RS 触发器处于置位状态， 。

20、输出端 Q 变为高电平， 输出端 Q 变为低电平 ； 0022 b)RS 触发器的输出端 Q 为高电平， 输出端 Q 为低电平， PMOS 管 MP1 关断、 NMOS 管 MN1 开启， 定时电容 C1 放电到地 GND， PMOS 管 MP2 开启、 NMOS 管 MN2 关断， 电流源 I2给定时 电容 C2 充电， 当定时电容 C2 上的电压超过参考电平 VR时， 比较器 COMP6 输出高电平， RS 触 发器处于复位状态， 输出端 Q 变为低电平， 输出端 Q 为高电平 ； 0023 c)RS 触发器的输出端 Q 为低电平， 输出端 Q 为高电平， 返回到 a)。 说 明 书 CN。

21、 103997317 A 5 3/9 页 6 0024 与图 1 的单个定时电容的电流控制张弛振荡器相比， 图 4 所示的带有双定时电容 的电流控制张弛振荡器具有明显改进的效果 ： 0025 1) 双定时电容张弛振荡器的充放电电容的振幅比单个定时电容张弛振荡器的充 放电电容上的振幅大， 可以在接近于 GND 到接近电源电压之间振荡， 从而可以减小电路本 身的噪声对充放电电容的翻转电平的影响。 0026 2) 双定时电容张弛振荡器只需一个参考电平， 而基于单个定时电容的张弛振荡器 则需要两个参考电平。 0027 3) 双定时电容的张弛振荡器的周期仅由电容 C1、 C2 的充电过程决定。定时电容 。

22、C2的充电时间决定了振荡器输出端Q为高电平的时间， 定时电容C1的充电时间决定了振荡 器输出 Q 为低电平的时间。双定时电容的电流控制张弛振荡器的周期仅由电容的充电过程 决定， 其波形如图 5 所示， 因此， 仅有电容充电过程时的控制电路 ( 图 4 中的 COMP5、 COMP6 和 RS 触发器 ) 以及作为控制开关的 PMOS 管 MP1、 NMOS 管 MN1、 PMOS 管 MP2、 NMOS 管 MN2 的 延时才能影响到振荡器的周期， 而电容放电过程的延时对振荡器周期不产生影响， 因此整 个周期的延时由单定时电容结构的 4td减小到 2td， 提高了振荡器电路的控制线性度， 增大。

23、 了电路的最大频率范围。 0028 虽然， 带有双定时电容的电流控制张弛振荡器在一个周期内将延时由 4td减小 到 2td， 但是振荡器的输出频率仍然受到定时电容振荡幅度的控制电路和作为控制开关的 PMOS 管 MP1、 NMOS 管 MN1、 PMOS 管 MP2、 NMOS 管 MN2 的延时 2td的影响， 特别是在高频时， 2td 的延时甚至大于振荡器输出波形的周期， 不但降低了频率 - 控制电流的线性度， 而且限制 了振荡器的最大频率范围， 因此有必要对双定时电容的电流控制张弛振荡器进行进一步的 改进， 来减小延时的影响。 发明内容 0029 本发明针对张弛振荡器中控制电路的延时导致。

24、控制电流频率非线性的问题， 提 出一种根据控制电路延时大小自调节控制电流的电路结构来减小控制电路延时的影响， 从 而显著提高频率 - 控制电流线性度的张弛振荡器， 可以增大该张弛振荡器的频率范围， 拓 宽其适用范围。 0030 为实现上述发明目的， 本发明采用如下技术方案 ： 0031 一种显著提高控制电流输出频率线性度的张弛振荡器， 其特征在于， 包括振荡 电路、 延时误差检测电路及调制电流产生电路， 延时误差检测电路用于检测振荡电路中充 放电电容的峰值电压， 并根据峰值电压产生延时误差消除信号， 使振荡器振荡在预设的频 率上 ； 调制电流产生电路根据充放电电容上的峰值电压， 产生相应的附加。

25、控制电流， 提高充 放电电容的充电速率， 消除振荡电路延时的影响， 提高控制电流频率的线性度和降低振 荡器抖动， 其中 ： 0032 振荡电路包括电流源 I0、 PMOS 管 M1、 M2， 控制开关 S1、 S2、 S3、 S4， 充放电电容 C1、 C2， 比较器COMP1、 COMP2及RS触发器和参考电平Vref， 电流源I0的正极接地， 电流源I0的负 极连接 PMOS 管 M1 的漏极和栅极， PMOS 管 M1 的源极与 PMOS 管 M2 的源极互连并连接电源 VDD， PMOS 管 M1 的栅极与 PMOS 管 M2 的栅极互连， PMOS 管 M2 的漏极分别连接控制开关 。

26、S1 和控制开关 S3 的一端， 控制开关 S1 的另一端连接控制开关 S2 的一端和充放电电容 C1 的 说 明 书 CN 103997317 A 6 4/9 页 7 一端以及比较器 COMP1 的同相输入端， 充放电电容 C1 的另一端及控制开关 S2 的另一端均 接地， 控制开关S1的控制端与控制开关S2的控制端互连并连接RS触发器的输出端Q， 控制 开关 S3 的另一端连接与控制开关 S4 的一端、 充放电电容 C2 的一端以及比较器 COMP2 的同 相输入端连接， 充放电电容 C2 的另一端及控制开关 S4 的另一端均接地， 控制开关 S3 的控 制端与控制开关 S4 的控制端互连。

27、并连接 RS 触发器的输出非端 Q， RS 触发器的置位输入端 S 及复位输入端 R 分别连接比较器 COMP1 的输出端及比较器 COMP2 的输出端， 比较器 COMP1 的反相输入端与比较器 COMP2 的反相输入端互连并连接参考电平 Vref； 0033 调制电流产生电路包括放大器 COMP3、 NMOS 管 MR和电阻 RR， NMOS 管 MR的漏极连接 振荡电路中电流源 I0的负极， NMOS 管 MR的源极连接电阻 RR的一端和比较器 COMP3 的反向 输入端， 电阻 RR的另一端接地 ； 0034 延时误差检测电路包括控制开关S5、 控制开关S6、 控制开关S7、 控制开关。

28、S8， 反相 器 INV1、 反相器 INV2 以及包括运算放大器 AMP1、 AMP2， 三极管 BJT 及电容 C4 构成的峰值 检测与保持电路， 包括减法器SUB、 除法器DIV、 比较器COMP4以及作为电压保持的运算放大 器 AMP3 构成的延时误差信号产生电路和包括 PMOS 管 M3、 PMOS 管 M4、 电容 C3 构成的延时 单元， 延时单元中 PMOS 管 M3 的源极连接电源 VDD， PMOS 管 M3 的的漏极与 PMOS 管 M4 的源 极互连， PMOS 管 M3 的栅极与 PMOS 管 M4 的栅极互连并连接偏置电压 VB， PMOS 管 M4 的漏极 与电容。

29、 C3 的一端、 控制开关 S8 的控制端以及反相器 INV2 的输入端连接在一起， 电容 C3 的 另一端接地， 反相器 INV2 的输出端连接控制开关 S7 的控制端， 控制开关 S7 的一端连接延 时误差信号产生电路中减法器SUB的一个输入端， 减法器SUB的另一个输入端连接2Vref， 减 法器 SUB 的输出端连接加法器 DIV 的一个输入端， 加法器 DIV 的另一个输入端连接 V2ref， 加 法器DIV的输出端连接电压保持运算放大器AMP3的同相输入端， 电压保持运算放大器AMP3 的反相输入端与电压保持运算放大器 AMP3 的输出端互连并连接比较器 COMP4 的反相输入 端。

30、， 比较器 COMP4 的同相输入端与控制开关 S7 的另一端、 控制开关 S8 的一端以及作为峰值 检测与保持电路输出端的运算放大器AMP2的输出端连接在一起， 比较器COMP4的输出端作 为延时误差信号产生电路的输出端连接反相器 INV1 的输入端和控制开关 S6 的控制端， 反 相器 INV1 的输出端连接控制开关 S5 的控制端， 控制开关 S5 的一端连接振荡电路中充放电 电容 C1 的非接地端， 控制开关 S5 的另一端连接控制开关 S6 的一端和作为峰值检测与保持 电路输入端的运算放大器AMP1的同相输入端， 控制开关S6的另一端接地， 运算放大器AMP1 的反相输入端与电容 C。

31、4 的一端、 三极管 BJT 的发射极以及运算放大器 AMP2 的同相输入端 连接在一起， 三极管 BJT 的基极和集电极连接运算放大器 AMP1 的输出端， 运算放大器 AMP2 的反相输入端与运算放大器 AMP2 的输出端互连， 控制开关 S8 的另一端连接调制电流产生 电路中比较器 COMP3 的同相输入端。 0035 上述振荡电路中充放电电容C1和C2的结构与电容值完全相同， 两个比较器COMP1 和 COMP2 都是迟滞比较器。 0036 与现有技术相比， 本发明具有如下优点 ： 0037 1. 本发明张弛振荡器并不直接通过提升比较器或者 RS 触发器的速度来减小延 时， 因而不影响。

32、振荡器的动态特性， 能够根据充放电电容C1和C2的峰值电压产生额外的附 加调制电流， 控制充放电电容 C1 和 C2 的充电速率， 使振荡器振荡在预设的频率上， 消除延 时造成的非线性， 显著提高控制电流频率的线性度。 说 明 书 CN 103997317 A 7 5/9 页 8 0038 2. 本发明张弛振荡器达到消除电路延时的影响的同时， 也没有减小振荡电路中充 放电电容 C1 和 C2 上的电压摆幅， 因而不会增加振荡器的抖动， 更进一步地说， 本发明通过 自调节增加控制电流来消除电路延时的影响， 因此充放电电容 C1 和 C2 的电压摆幅也会相 应增加， 会进一步改善振荡器的抖动， 抖。

33、动是由电路本身的噪声而引起的在电容的翻转阈 值电平处产生的微小抖动， 电容电压的充电速率越快， 抖动对振荡器周期的影响越小。 充放 电电容上的阈值电压可以接近电源电压， 因此， 充放电电容的振幅很大， 而对于同样的周期 T， 振幅越大， 电容上的充电速率也越快， 因此， 由电路本身具有的噪声对电容的翻转阈值电 压的影响也就越小， 从而对振荡器的周期影响越小。 0039 3. 本发明张弛振荡器具有很强的抗干扰能力， 这是因为本发明的张弛振荡器根据 充放电电容的峰值电压， 会逐步增加振荡器的充电电流， 逐步调节振荡频率， 逐渐消除电路 延时的影响， 并且最终保持在所设定的振荡频率上， 不会出现因延。

34、时抖动造成的输出频率 突变的情况。 0040 4. 本发明张弛振荡器， 采用相同的充电电流源， 这样避免了充电电流源的失配对 振荡器的输出产生的影响 ( 若电流源失配， 输出信号占空比不是 50， 并且线性度下降 )， 可以得到 50占空比的输出频率， 并且保持很高的频率 - 控制电流的线性度。 附图说明 0041 图 1 是现有技术中的基于单个接地定时电容的电流控制张弛振荡器 ； 0042 图 2 是图 1 中充放电电容 C 上的电压波形 ； 0043 图 3 是图 1 张弛振荡器中频率 - 控制电流关系中传输延时的影响的曲线图 ； 0044 图 4 是现有技术中的带有双接地定时电容的电流控。

35、制的张弛振荡器 ； 0045 图 5 是图 4 中充放电电容 C1、 C2 及振荡器输出 Q 和 Q 的波形 ； 0046 图 6 是本发明显著提高线性度的张弛振荡器原理图 ； 0047 图 7 是本发明张弛振荡器在上电工作后， 充放电电容 C1 上的波形变化 ； 0048 图 8 是图 6 的一种实施电路图。 具体实施方式 0049 参照图 6， 本发明包括振荡电路 1、 延时误差检测电路 2 及调制电流产生电路 3， 其 中延时误差检测电路 2 中还包括峰值检测与保持电路、 误差信号产生电路、 延时单元以及 控制开关 S5、 S6、 S7、 S8， 反相器 INV1、 INV1。振荡电路 。

36、1 中的电容 C1 的非接地端连接延时 误差检测电路 2 中控制开关 S6 的一端， 调制电流产生电路 3 的输入连接到延时误差检测电 路 2 中 S8 的一端， 调制电流产生电路 3 的输出接振荡电路 1 中电流源 I0的负极。本发明中 加入了能够产生延时误差信号的延时误差检测电路 2， 所述的延时误差检测电路 2 由控制 开关 S5、 控制开关 S6、 控制开关 S7、 控制开关 S8、 峰值检测与保持电路、 误差信号产生电路 和延时单元构成， 控制开关 S5 的一端与振荡电路 1 中的电容 C1 的非接地端相连， 控制开关 S5 的另一端接到峰值检测与保持电路的输入， 峰值检测与保持电路。

37、的输入还连到控制开关 S6 的一端， 控制开关 S6 的另一端接地， 峰值检测与保持电路的输出接到控制开关 S7 的一 端， 控制开关 S7 的另一端接延时误差信号产生电路的输入， 延时误差信号产生电路的输出 接到控制开关S6的控制端， 延时误差信号产生电路的输出还接到反相器INV1的输入端， 反 说 明 书 CN 103997317 A 8 6/9 页 9 相器 INV1 的输出端接到 S5 的控制端， 峰值检测与保持电路的输出还接到控制开关 S8 的一 端， 控制开关 S8 的另一端接调制电流产生电路 3 的输入， 控制开关 S8 的控制端接到延时单 元的输出， 延时单元的输出还接到反相器。

38、 INV2 的输入端， INV2 的输出端接控制开关 S7 的 控制端。 0050 振荡电路 1 包括电流源 I0、 PMOS 管 M1、 PMOS 管 M2、 控制开关 S1、 控制开关 S2、 控制 开关 S3、 控制开关 S4， 充放电电容 C1、 充放电电容 C2， 比较器 COMP1、 比较器 COMP2、 RS 触发 器和参考电平 Vref。电流源 I0的正极接地， 电流源 I0的负极接 PMOS 管 M1 的漏极， PMOS 管 M1 的漏极还和 PMOS 管 M1 的栅极短接， PMOS 管 M1 的源极接到电源 VDD， PMOS 管 M1 的栅极 还和 PMOS 管 M2 。

39、的栅极相接， PMOS 管 M2 的源极接到电源 VDD， PMOS 管 M2 的漏极接控制开 关 S1， 控制开关 S1 的另一端接控制开关 S2， 同时控制开关 S1 和控制开关 S2 的连接处接充 放电电容 C1， 充放电电容 C1 的另一端接地， 控制开关 S2 的另一端接地 GND， 同时电流源 I0 的正极也接到控制开关 S3， 控制开关 S3 的另一端接控制开关 S4， 同时控制开关 S3 和控制 开关 S4 的连接处接充放电电容 C2， 充放电电容 C2 的另一端接地， 控制开关 S4 的另一端接 地 GND， 充放电电容 C1 的非地端接比较器 COMP1 的同相端， 充放电。

40、电容 C2 的非地端接比较 器 COMP2 的同相端， 同时比较器 COMP1 的反相端与比较器 COMP2 的反相端相接， 并接参考电 平 Vref的输出端， 比较器 COMP1 的输出端接 RS 触发器的置位输入端 (S)， 比较器 COMP2 的输 出端接 RS 触发器的复位输入端 (R)， RS 触发器的输出端 Q 接控制开关 S1、 控制开关 S2 的 控制端， RS 触发器的输出端 Q 接控制开关 S3、 控制开关 S4 的控制端。 0051 调制电流产生电路 3 包括比较器 COMP3、 NMOS 管 MR和电阻 RR， 比较器 COMP3 的同 相输入端接延时误差检测电路 3 。

41、中控制开关 S8， 比较器 COMP3 的反向输入端与 NMOS 管的 源极相连， 比较器的输出连到 NMOS 管的栅极， NMOS 管 MR的漏极接到振荡电路 1 中电流源 I0 的负极， 电阻 RR的一端接到 NMOS 管源极与比较器 COMP3 的相连处， 电阻 RR的另一端接地。 0052 参看图 8， 延时误差信号产生电路包括减法器 SUB、 除法器 DIV、 比较器 COMP4 和电 压保持电路 AMP3， 减法器 SUB 的一端接控制开关 S7， 减法器 SUB 的另一端接 2Vref， 减法器 SUB 的输出接到除法器 DIV 的一端， 除法器 DIV 另一端接 V2ref， 。

42、除法器 DIV 的输出接电压保 持电路的输入， 电压保持电路 AMP3 的输出接到比较器 COMP4 的反相端， COMP4 的同相端接 到峰值检测与保持电路的输出。 0053 延时单元包括 PMOS 管 M3、 PMOS 管 M4、 电容 C3， PMOS 管 M3 的源极接电源 VDD， PMOS 管 M3 的漏极接 PMOS 管 M4 的源极， PMOS 管 M4 的漏极接电容 C3 的上极板， PMOS 管 M3 的栅 极和 PMOS 管 M4 的栅极相接， 并接到偏置信号 VB， 电容 C3 的下极板接地。 0054 上述充放电电容 C1 和充放电电容 C2 的结构与电容值完全相同，。

43、 且比较器 COMP1 和比较器 COMP2 都是迟滞比较器。 0055 如图 6， 设初始状态时， RS 触发器的输出端 Q 为低电平， 输出端 Q 为高电平， 控制开 关 S1 打开、 控制开关 S2 关断， 控制电流流向充放电电容 C1， 控制开关 S3 关断、 控制开关 S4 打开， 充放电电容C2放电到地， 理论上， 当充放电电容C1上的电位上升到超过参考电平Vref 时， 比较器 COMP1 输出高电平， RS 触发器处于置位状态， 输出端 Q 输出高电平， 输出端 Q 为 低电平， 控制开关 S1 关断、 控制开关 S2 打开， 充放电电容 C1 放电到地， 控制开关 S3 打开。

44、、 控制开关S4关断， 控制电流流向充放电电容C2， 当充放电电容C2的电位上升到超过参考电 平 Vref时， RS 触发器的输出端 Q 为低电平， 输出端 Q 为高电平， 依次循环， 产生振荡波形， 但 说 明 书 CN 103997317 A 9 7/9 页 10 是实际上由于振荡电路延时的作用， 充放电电容 C1 和 C2 的电压峰值会大于 Vref， 导致控制 电流频率的非线性， 本发明采用延时误差检测电路中的峰值检测与保持电路检测充放电 电容 C1 和 C2 上的峰值电压 VPEAK， 并将此峰值信号作为调制电流产生电路的控制信号， 电路 延时越大， 峰值电压VPEAK也会越大， 使。

45、得调制电流产生电路的输出电流IM也相应增加， 充放 电电容 C1 和 C2 的充电速率上升， 当调制电流 IM达到预设的值后， 振荡器的输出频率便为 预设的频率， 消除了电路延时的影响。 0056 下面通过理论计算分析本发明的可行性 ： 0057 设振荡器的初始控制电流为I0， 充放电电容C1和C2的电容值为C0， 振荡电路的延 时为 tdelay， 那么由于振荡电路的延时， 充放电电容 C1 和 C2 的电压峰值为 ： 0058 式 4 0059 由于电路延时 tdelay的影响， 振荡器的振荡周期 T OSC可写为 ： 0060 式 5 0061 公式 5 中 Tosc为控制电流为 I0时。

46、， 理论上振荡器的振荡周期， 其表达式为 ： 0062 式 6 0063 电路延时 tdelay的表达式可由下式得到 ： 0064 式 7 0065 公式 6 表明理论上， 振荡器的振荡频率应和控制电流 I0成线性关系。 0066 从公式 5 和公式 6 可以看出， 电路延时 tdelay构成了振荡器的振荡周期的一部分， 使得振荡频率不再和控制电流成线性关系。为了使振荡频率与控制电流 I0成线性关系， 本 发明采用了调制电流产生电路， 用于产生额外的充电电流 IM， 以消除电路延时的影响， 且该 额外的充电电流 IM是电路延时 tdelay的函数， 可以写为 ： 0067 IM f(tdela。

47、y) 式 8 0068 由上面的分析可以发现， 为了消除电路延时的影响， 在振荡器的每半个振荡周期 内， 需通过产生的额外充电电流 IM， 使得充放电电容 C1 和 C2 的电压提前 tdelay上升至 Vref， 因而所需的充电电流 I1可以由下式计算得到 ： 0069 式 9 0070 故需要调制电流产生电路的输出电流 IM为 : 0071 式 10 0072 结合公式 7， 可以重写调制电流产生电路的输出电流 IM的表达式为 ： 0073 式 11 0074 当调制电流产生电路输出所需要的调制电流 IM后， 便可以计算得到在下一个充电 说 明 书 CN 103997317 A 10 8/。

48、9 页 11 周期内， 电容 C1 和 C2 上的峰值电压 VPEAK1为 ： 0075 式 12 0076 其中， VPEAK0为调制电流产生电路未输出附加调制电流时， 电容 C1 上的初始峰值电 压。 0077 因此， 我们可以将公式 12 所示的 VPEAK1作为预设的一个比较电压， 当电容 C1 上的 峰值电压上升至 VPEAK1时， 就表明调制电流产生电路的输出电流为 IM， 且振荡器振荡在预设 的频率上， 此时关断调制电流产生电路的输入， 以防止调制电流产生电路的输出电流过大。 0078 详细的分析过程如下 ： 0079 初始状态时， 延时单元输出低电平， 调制电流产生电路无输入，。

49、 延时误差信号产生 电路输出的延时误差信号为低电平， 控制开关 S5 和控制开关 S8 关断， 控制开关 S6 和控制 开关 S7 闭合， 峰值检测与保持电路检测振荡电路中电容 C1 上的电压。 0080 经过一段时间后， 峰值检测与保持电路获得电容 C1 上的初始峰值电压 VPEAK0， 此 时， 延时单元输出高电平， 控制开关S7关断， 控制开关S8闭合， 调制电流产生电路的输入为 峰值检测与保持电路的输出 VPEAK0， 便产生初始调制电流 IM0为 ： 0081 式 13 0082 由于附加调制电流的产生， 充放电电容 C1 和 C2 上的充电速率上升， 使得每个周 期的充放电电容 C1 和 C2 上的电压峰值上升， 当电压峰值上升到公式 12 所示的值时， 延时 误差信号产生电路输出高电平， 控制开关 S5 开启， 控制开关 S6 关断， 使充放电电容 C1 和 C2 的电压。