电源装置、 控制电路、 电子装置以及电源的控制方法 【技术领域】
本发明涉及电源装置、 控制电路、 电子装置以及电源的控制方法。背景技术 在电子装置等装置中， 使用开关电源向负载供电。 例如， 使用将直流电压变换为另 一直流电压的 DC-DC 变换器。已知比较器式 DC-DC 变换器是一种能高速响应负载突然变化 的 DC-DC 变换器 ( 例如， 参见日本专利特开 No.2010-51073)。
图 15 示出比较器式 DC-DC 变换器的示例。所示 DC-DC 变换器 4 包括变换器单元 5 和控制电路 6。变换器单元 5 包括晶体管 T11、 T12、 线圈 L11 和电容器 C11。
控制电路 6 中的比较器 80 接收基准电压 VR11 以及与输出电压 Vo 相对应的反馈 电压 VFB。反馈电压 VFB 表示通过与电阻器 R11 并联连接的电容器 C12 将输出电压 Vo 的 交流分量叠加在分压电压 ( 通过电阻器 R11、 R12 将输出电压 Vo 分压获得 ) 上获得的电压。 比较器 80 将反馈电压 VFB 与基准电压 VR11 进行比较， 并将电平与比较结果相对应的输出 信号 S11 输出到 RS 触发器 (RS-FF 电路 )81 的置位端子 S。振荡器 82 将恒定频率的时钟信 号 CLK 输出到 RS-FF 电路 81 的复位端子 R。
RS-FF 电路 81 响应于高电平时钟信号 CLK 被复位， 并输出低电平输出信号 S12。 响应于低电平输出信号 S12， 驱动器电路 83 输出高电平控制信号 DH、 DL， 将晶体管 T11 截止 并将晶体管 T12 导通。此时， 开关电路 SW11 响应于从 RS-FF 电路 81 输出的低电平输出信 号 S12 被截止。然后， 电容器 C12 根据从电流源 84 提供的电流 I11 被充电， 因此基准电压 VR11 从标准电压 VR0 以恒定斜率 ( ＝ I11/C12) 增加。
当基准电压 VR11 变得高于反馈电压 VFB 时， 比较器 80 输出高电平信号 S11。响 应于高电平信号 S11， RS-FF 电路 81 被置位并输出高电平输出信号 S12。然后， 驱动器电路 83 输出低电平控制信号 DH、 DL， 将晶体管 T11 导通并将晶体管 T12 截止。
如上所述， 在比较器式 DC-DC 变换器 4 中， 通过比较器 80 不断比较对应于输出电 压 Vo 的反馈电压 VFB 与基准电压 VR11， 并根据比较结果立即开关主晶体管 T11。因此， 比 较器式 DC-DC 变换器 4 高速响应负载的突然变化。
在近年的 DC-DC 变换器中， 随着向更高频率特性的趋势， 要求进一步小型化。为了 满足这种小型化的要求， 将多层芯片线圈用作线圈 L11。但是， 多层芯片线圈通常具有不良 的直流叠加特性。因此， 如果线圈 L11 中流动的电流由于输出电流 Io 的变化而变化， 则线 圈 L11 的电感值因此变化。然后， 出现 DC-DC 变换器的频率特性 ( 频带和相位裕度 ) 由于 电感值的变化而变化的问题。特别地， 当线圈 L11 中流动的电流增加时， 线圈 L11 的电感值 下降， 频带向高频侧扩展， 因此出现减少相位裕度的问题。
发明内容 根据实施例的方案， 一种电源装置包括开关电路， 输入电压被提供给开关电路。 线 圈连接在开关电路与输出端子之间， 输出电压从输出端子输出。电压增加电路将倾斜电压
加到基准电压上。控制单元将对应于输出电压的反馈电压与基准电压进行比较， 并在对应 于反馈电压与基准电压的比较结果的时刻开关该开关电路。 斜率调节电路将线圈中流动的 电流微分， 并基于电流的微分结果调节斜率的斜率大小。
根据本实施例的方案， 可以抑制由于线圈的电感值的变化所致的相位裕度的减 少。 附图说明
连同附图一起参照当前优选实施例的以下描述， 可以最好地理解实施例及其目的 和优点， 在附图中 ：
图 1 是示出一个实施例的 DC-DC 变换器的模块电路图，
图 2 是示出控制电路的操作的时序图，
图 3 是示出检测器电路的构造示例的电路图，
图 4 是示出检测器电路的操作的时序图，
图 5 是示出时钟产生电路的操作的时序图，
图 6 是示出电流源的构造示例的电路图，
图 7 是示出 DC-DC 变换器的频率特性的特性图， 图 8 是示出线圈的直流电流叠加特性的特性图， 图 9 是示出一个实施例的 DC-DC 变换器的频率特性的特性图， 图 10 是示出图 15 的 DC-DC 变换器的频率特性的特性图， 图 11A 和图 11B 是示出输出电流变化时频率特性的变化的特性图， 图 12A 和图 12B 是示出一个实施例的 DC-DC 变换器的频率特性的特性图， 图 13 是示出变型的基准电压产生电路的电路图， 图 14 是示出电子装置的示意性构造图， 以及 图 15 是示出根据现有技术的 DC-DC 变换器的模块电路图。具体实施方式
下面参照图 1 至图 12 描述根据一个实施例的 DC-DC 变换器。如图 1 所示， DC-DC 变换器 1 包括变换器单元 2 和控制电路 3， 控制电路 3 用于控制变换器单元 2。变换器单元 2 基于输入电压 Vi 产生低于输入电压 Vi( 例如 3.6V) 的输出电压 Vo( 例如 1.0V)。
首先， 描述变换器单元 2 的内部构造示例。主晶体管 T1 和同步晶体管 T2 串联连 接在输入端子 Pi 与电源线 ( 这里， 接地点 GND) 之间， 输入电压 Vi 将提供给输入端子 Pi， 电 源线的电势低于输入电压 Vi。在所示实施例中， 主晶体管 T1 是 P 沟道 MOS 晶体管， 而同步 晶体管 T2 是 N 沟道 MOS 晶体管。
晶体管 T1 的第一端子或源极连接到输入端子 Pi。 晶体管 T1 的第二端子或漏极连 接到晶体管 T2 的第一端子或漏极。晶体管 T2 的第二端子或源极连接到接地点 GND。
控制信号 DH 从控制电路 3 提供给晶体管 T1 的控制端子 ( 栅极 )， 而控制信号 DL 从控制电路 3 提供给晶体管 T2 的控制端子 ( 栅极 )。晶体管 T1、 T2 响应于控制信号 DH、 DL 互补地导通和截止。
晶体管 T1、 T2 之间的节点连接到线圈 L1 的第一端子。线圈 L1 的第二端子连接到输出端子 Po， 输出端子 Po 用于将输出电压 Vo 输出。通过这种方式， 主晶体管 T1 和线圈 L1 串联连接在输入端子 Pi 与输出端子 Po 之间。线圈 L1 的第二端子连接到电容器 C1 的第一 端子， 且电容器 C1 的第二端子连接到接地点 GND。电容器 C1 包括在用于平滑输出电压 Vo 的平滑电路中。在所示实施例中， 例如将多层芯片线圈用作线圈 L1。
在这样的变换器单元 2 中， 当主晶体管 T1 导通且同步晶体管 T2 截止时， 对应于输 入电压 Vi 与输出电压 Vo 之间电势差的线圈电流 IL 在线圈 L1 中流动。 通过这种方式， 将能 量存储在线圈 L1 中。如果 L 表示线圈 L1 的电感值， 可将此时线圈电流 IL 的斜率 Slp1( 参 见图 2) 表示如下。
另一方面， 当主晶体管 T1 截止且同步晶体管 T2 导通时线圈 L1 中存储的能量被释 放。因此， 感应电流 ( 线圈电流 ) 在线圈 L1 中流动。可将此时线圈电流 IL 的斜率 Slp2( 参 见图 2) 表示如下。
通过这样的操作， 在变换器单元 2 中产生低于输入电压 Vi 的输出电压 Vo。然后， 将输出电压 Vo 提供给连接到输出端子 Po 的负载 ( 未示出 )。在所示实施例中， 将输出电流 Io 也提供给负载。
控制电路 3 基于从变换器单元 2 反馈的输出电压 Vo 调节控制信号 DH、 DL 的脉冲 宽度。控制电路 3 包括电阻器 R1、 R2、 比较器 10、 基准电压产生电路 20、 时钟产生电路 30、 检测器电路 40、 RS 触发器电路 (RS-FF 电路 )50、 振荡器 60 以及驱动器电路 70。
变换器单元 2 的输出端子 Po 经由电阻器 R1、 R2 连接到接地点 GND。用于相位补 偿 ( 相位超前补偿 ) 的电容器 C2 与电阻器 R1 并联连接。电阻器 R1( 电容器 C2) 与电阻器 R2 之间的连接点连接到比较器 10 的反相输入端子。 通过这种方式， 将反馈电压 VFB 提供给 比较器 10 的反相输入端子， 通过将输出电压 Vo 的交流分量 ( 波动分量 ) 叠加在分压电压 ( 通过电阻器 R11、 R12 将输出电压 Vo 分压获得 ) 上获得反馈电压 VFB。
从基准电压产生电路 20 输出的基准电压 VR1 被提供给比较器 10 的同相输入端 子。
基准电压产生电路 20 包括电流源 21、 电容器 C3、 开关电路 SW1 以及标准电源 E1。
电流源 21 产生电流 Islp， 电流 Islp 的电流值基于从检测器电路 40 输出的控制信 号 SG1。电流源 21 的第一端子连接到被供以偏置电压 VB 的电源线， 电流源 21 的第二端子 连接到电容器 C3 的第一端子。 在所示实施例中， 偏置电压 VB 例如是通过未示出的电源电路 产生的电压或输入电压 Vi。电容器 C3 的第二端子连接到标准电源 E1 的正端子， 且标准电 源 E1 的负端子连接到接地点 GND。标准电源 E1 产生标准电压 VR0， 根据输出电压 Vo 的目 标值设置标准电压 VR0 的电压值。开关电路 SW1 与电容器 C3 并联连接。开关电路 SW1 响 应于 RS-FF 电路 50 的输出信号 S2 导通和截止。开关电路 SW1 例如是 N 沟道 MOS 晶体管。
电容器 C3 的第一端子 ( 节点 N1) 连接到比较器 10 的同相输入端子， 且电容器 C3 第一端子的电势作为基准电压 VR1 提供给比较器 10 的同相输入端子。
因为开关电路 SW1 导通时电容器 C3 的两个端子短路， 所以电容器 C3 第一端子的 电势变为等于通过标准电源 E1 产生的标准电压 VR0。也就是说， 在这种情况下将标准电压
VR0 作为基准电压 VR1 提供给比较器 10 的同相输入端子。
另一方面， 当开关电路 SW1 截止时， 电容器 C3 两个端子之间的电势差根据从电流 源 21 提供的电流 Islp 增加。电势差的变化量与电流 Islp 成正比。此时， 电容器 C3 第二 端子的电势为标准电压 VR0。 因此， 电容器 C3 第一端子的电势是通过将电容器 C3 两个端子 之间的电势差叠加在标准电压 VR0 上获得的电势。将电容器 C3 第一端子的电势作为基准 电压 VR1 提供给比较器 10 的同相输入端子。
因此， 当开关电路 SW1 导通时基准电压 VR1 是恒定的第一电压 ( 即标准电压 VR0)， 当开关电路 SW1 截止时以一定梯度从第一电压增加。换言之， 基准电压 VR1 是通过将以一 定梯度增加的斜率加在标准电压 VR0 上获得的电压。基准电压 VR1 包括恒定电压和倾斜电 压。
比较器 10 对应于反馈电压 VFB 与基准电压 VR1 的比较结果产生信号 S1。例如， 当 反馈电压 VFB 高于基准电压 VR1 时产生低电平信号 S1， 当反馈电压 VFB 低于基准电压 VR1 时产生高电平信号 S1。信号 S1 被提供给时钟产生电路 30 以及 RS-FF 电路 50 的置位端子 S。
时钟产生电路 30 包括延迟电路 31 和 RS-FF 电路 32。信号 S1 从比较器 10 提供给 延迟电路 31。延迟电路 31 将信号 S1 延迟一定时间， 并将延迟的信号输出到 RS-FF 电路 32 的置位端子 S。 振荡器 60 连接到 RS-FF 电路 32 的复位端子 R。振荡器 60 产生具有一定频率的时 钟信号 CLK( 例如具有以恒定频率产生的脉冲的信号 )。RS-FF 电路 32 响应于提供给置位 端子 S 的高电平信号 S1， 从输出端子 Q 输出高电平时钟信号 SCK。RS-FF 电路 32 响应于提 供给复位端子 R 的高电平时钟信号 CLK， 输出低电平时钟信号 SCK。从 RS-FF 电路 32 输出 的时钟信号 SCK 被提供给检测器电路 40。
主晶体管 T1 的两个端子 ( 源极和漏极 ) 连接到检测器电路 40。当晶体管 T1 导通 时 ( 导通周期 )， 检测器电路 40 检测线圈 L1 中流动的线圈电流 IL 的斜率， 并产生控制信 号 SG1， 使得电流源 21 产生电流值与检测的斜率相对应的电流 Islp。例如， 检测器电路 40 产生控制信号 SG1， 用于产生与线圈电流 IL 的检测的斜率成正比的电流 Islp。因为从方程 式 (1) 清楚可见， 线圈电流 IL 的斜率与线圈 L1 的电感值 L 成反比， 所以电流 Islp 的电流 值与线圈 L1 的电感值 L 成反比。通过这种方式， 通过电流 Islp 产生的斜率的变化量与线 圈电流 IL 的斜率成正比， 与线圈电流 IL 的电感值 L 成反比。
振荡器 60 连接到 RS-FF 电路 50 的复位端子。RS-FF 电路 50 响应于提供给置位端 子 S 的高电平信号 S1， 从输出端子 Q 输出高电平输出信号 S2。RS-FF 电路 50 响应于提供 给复位端子 R 的高电平时钟信号 CLK， 输出低电平输出信号 S2。也就是说， 对于 RS-FF 电路 50， 高电平信号 S1 是置位信号， 高电平时钟信号 CLK 是复位信号。然后， 从 RS-FF 电路 50 输出的输出信号 S2 被提供给驱动器电路 70 以及基准电压产生电路 20 的开关电路 SW1。
驱动器电路 70 基于从 RS-FF 电路 50 输出的输出信号 S2， 产生控制信号 DH、 DL， 用 于互补地导通和截止变换器单元 2 的晶体管 T1、 T2。例如， 驱动器电路 70 响应于高电平输 出信号 S2 产生低电平控制信号 DH、 DL， 并响应于低电平输出信号 S2 产生高电平控制信号 DH、 DL。主晶体管 T1 响应于低电平控制信号 DH 导通， 响应于高电平控制信号 DH 截止。类 似地， 同步晶体管 T2 响应于高电平控制信号 DL 导通， 响应于低电平控制信号 DL 截止。在
实施例中， 驱动器电路 70 可具有为控制信号 DH、 DL 设置的死区时间， 使得两个晶体管 T1、 T2 不同时导通。
在这样的控制电路 3 中， 当基准电压 VR1 变得大于反馈电压 VFB 时 ( 参见图 2 的 时间 t1)， 从比较器 10 输出高电平信号 S1。RS-FF 电路 50 响应于高电平信号 S1 输出高电 平输出信号 S2。驱动器电路 70 响应于高电平输出信号 S2 产生低电平控制信号 DH、 DL。然 后， 主晶体管 T1 响应于低电平控制信号 DH 导通， 同步晶体管 T2 响应于低电平控制信号 DL 截止。通过这种方式， 当基准电压 VR1 与反馈电压 VFB 相交时， 控制电路 3 产生高电平控制 信号 DH， 用于导通主晶体管 T1。换言之， 根据输出电压 Vo 与基准电压 VR1 的比较结果设置 晶体管 T1 的导通时刻。在下面的描述中， 将主晶体管 T1 导通的周期称为导通周期 (Ton) ( 参见时间 t1 至 t2)。
如果如上所述， 从 RS-FF 电路 50 输出高电平输出信号 S2( 时间 t1)， 则基准电压产 生电路 20 中的开关电路 SW1 导通。然后， 电容器 C3 的第一端子和第二端子短路。这样导 致电容器 C3 中存储的电荷被释放， 且电容器 C3 第一端子 ( 节点 N1) 的电压 ( 即基准电压 VR1) 被复位为电容器 C3 第二端子的电压。因此， 晶体管 T1 导通周期里的基准电压 VR1 是 等于标准电压 VR0 的恒定电平 ( 时间 t1 至 t2)。 如果如上所述， 将基准电压 VR1 复位为电容器 C3 第二端子的电压， 换言之， 如果基 准电压 VR1 变为低于反馈电压 VFB， 那么从比较器 10 输出低电平信号 S1。也就是说， 仅在 从基准电压 VR1 变为高于反馈电压 VFB 的时间点 ( 时间 t1) 到高电平输出信号 S2 从 RS-FF 电路 50 输出的时间点的延迟周期里， 来自比较器 10 的信号 S1 以高电平输出， 开关电路 SW1 导通， 并且由于基准电压 VR1 的放电， 基准电压 VR1 变为低于反馈电压 VFB。
随后， 高电平时钟信号 CLK 以恒定周期从振荡器 60 输出 ( 时间 t2)。响应于高电 平时钟信号 CLK， RS-FF 电路 50 输出低电平输出信号 S2。驱动器电路 70 响应于低电平输出 信号 S2 产生高电平控制信号 DH、 DL。然后， 主晶体管 T1 响应于高电平控制信号 DH 截止， 且 同步晶体管 T2 响应于高电平控制信号 DL 导通。通过这种方式， 控制电路 3 利用每个恒定 的周期产生用于截止主晶体管 T1 的高电平控制信号 DH。在下面的描述中， 将主晶体管 T1 截止的周期称为截止周期 (Toff)( 参见时间 t2 至 t3)。
如果如上所述， 从 RS-FF 电路 50 输出低电平输出信号 S2( 时间 t2)， 则基准电压产 生电路 20 中的开关电路 SW1 截止。然后， 通过从电流源 21 提供的电流 Islp 将电容器 C3 充电。这样导致基准电压在晶体管 T1 的截止周期里以对应于电流 Islp 的梯度增加， 如时 间 t2 至 t3 所示。例如， 将在截止周期里以对应于电流 Islp 的梯度增加的电压加在标准电 压 VR0 上， 并将增加的电压作为基准电压 VR1 提供给比较器 10。因此， 可将晶体管 T1 的截 止周期里一定时间 t( 例如从作为启动时间的时间 t2 开始 ) 的基准电压 VR1 表示如下。
从方程式 (3) 清楚可见， 在基准电压 VR1 中， 当电流源 21 中产生的电流 Islp 增加 和减少时， 将要加在标准电压 VR0 上的方程式 (3) 右侧第二项中的斜率大小 ( 斜率幅度 ) 增加和减少。
当基准电压 VR1 再次与反馈电压 VFB 相交时 ( 时间 t3)， 控制电路 3 将主晶体管 T1 导通。通过重复这样的操作， 将输出电压 Vo 保持为对应于标准电压 VR0 的目标电压。
下面参照图 3 和图 4 描述检测器电路 40 的构造示例和操作。
如图 3 所示， 检测器电路 40 包括 ： 放大器电路 41， 用于将晶体管 T1 中流动的电流 I1 变换为电压值 ； 微分电路 42， 用于将放大器电路 41 的输出电压微分 ； 放大器电路 43， 用 于将微分电路 42 的输出电压放大 ； 保持电路 44， 用于保持放大器电路 43 的输出电压 ； 以及 积分电路， 用于将保持电路 44 的输出电压取平均。
放大器电路 41 的同相输入端子连接到晶体管 T1 的第一端子 ( 例如源极 )， 放大器 电路 41 的反相输入端子连接到晶体管 T1 的第二端子 ( 例如漏极 )。放大器电路 41 的输出 端子连接到微分电路 42 中的电容器 C41 的第一端子。放大器电路 41 基于晶体管 T1 两个 端子之间的第一电压 V1 检测晶体管 T1 中流动的电流 I1， 将电流 I1 变换为电压值并在变 换之后将第二电压 V2 输出到微分电路 42。检测的电流 I1 等于晶体管 T1 导通周期里的线 圈电流 IL， 如图 4 所示。因此， 这里可将一定时间 t( 例如从作为启动时间的图 4 的时间 t4 开始 ) 的检测的电流 I1 表示如下。
如果 Ron 表示晶体管 T1 的导通电阻， 可将第一电压 V1 表示如下。 V1 ＝ I1×Ron如果 A1 表示放大器电路 41 的放大系数， 可将第二电压 V2 表示如下。 V2 ＝ A1×V1如图 3 所示， 微分电路 42 中电容器 C41 的第二端子连接到电阻器 R41 的第一端子。 电阻器 R41 的第二端子连接到接地点 GND。电容器 C41 与电阻器 R41 之间的连接点连接到 放大器电路 43 的同相输入端子。通过这种方式， 微分电路 42 是包括电容器 C41 和电阻器 R41 的高通滤波器。微分电路 42 将来自放大器电路 41 的第二电压 V2 微分， 并将微分波形 作为第三电压 V3 输出到放大器电路 43。例如， 如图 4 所示， 从微分电路 42 输出微分波形， 其电平在主晶体管 T1 的导通周期开始时响应于第二电压 V2 的突然电压变化 ( 例如， 参见 时间 t4) 而突然变化。微分波形从通过作为峰值的上述突然电压变化微分的电压电平逐渐 收敛为稳定电平。稳定电压电平 ( 参见图 4 的圆圈 ) 对应于第二电压 V2 的斜率 ( 参见图 4 的圆圈 )。也就是说， 当第二电压 V2 的斜率增加时， 稳定电压电平增加。在晶体管 T1 的 导通周期里， 第二电压 V2 的斜率对应于 ( 成正比于 ) 线圈电流 IL 的斜率。因此， 在微分电 路中， 在晶体管 T1 的导通周期里可以检测第二电压 V2 的斜率和线圈电流 IL 的斜率 ( 变化 速度 )。可将从微分电路 42 输出的第三电压 V3 表示如下。
如图 3 所示， 接地点 GND 连接到放大器电路 43 的反相输入端子。 放大器电路 43 的 输出端子连接到保持电路 44 中开关电路 SW41 的第一端子。放大器电路 43 将两个输入端子的端电压之间的差电压 ( 即第三电压 V3) 以一定的放大系数 A2 放大， 并将放大的第四电 压 V4 输出到保持电路 44。例如， 在放大器电路 43 中设置第四电压 V4 的上限值和下限值。 因此， 如图 4 所示， 如果放大之后的电压大于上限值， 就将第四电压 V4 的电压值限制为上限 值， 如果放大之后的电压小于下限值， 就将第四电压 V4 的电压值限制为下限值。通过这种 方式， 可以抑制变为不必要大的第四电压 V4 的幅度。此外， 放大器电路 43 充当将微分电路 42 与保持电路 44 分离的电路。
如图 3 所示， 保持电路 44 中开关电路 SW41 的第二端子连接到电容器 C42 的第一 端子。电容器 C42 的第二端子连接到接地点 GND。开关电路 SW41 与电容器 C42 之间的连接 点连接到积分电路 45 中放大器电路 46 的同相输入端子。
根据时钟产生电路 30 提供的时钟信号 SCK 控制开关电路 SW41 的导通 - 截止。例 如， 开关电路 SW41 响应于高电平时钟信号 SCK 导通， 响应于低电平时钟信号 SCK 截止。
响应于时钟信号 SCK， 保持电路 44 通过采样保持来自放大器电路 43 的第四电压 V4 产生第五电压 V5。例如， 如图 4 所示， 当输入高电平时钟信号 SCK 时， 保持电路 44 将从 放大器电路 43 输入的第四电压 V4 作为第五电压 V5 输出到积分电路 45。当输入低电平时 钟信号 SCK 时， 保持电路 44 保持就在时钟信号 SCK 的下降沿之前输入的第四电压 V4， 并将 保持的第四电压 V4 作为第五电压 V5 输出到积分电路 45。如图 5 所示， 在可以采样具有稳 定电压电平的第四电压 V4 的时刻， 充当采样时钟的时钟信号 SCK 上升为高电平， 同时避免 在晶体管 T1 导通的情况下发生的第四电压 V4 的过冲 ( 参见虚线包围的部分 )。在实施例 中， 从用于导通晶体管 T1 的高电平信号 S1 的上升沿开始经过一定时间 Td1( 即， 具有用于 上述过冲的充足裕度的时间 ) 之后， 通过时钟产生电路 30 的延迟电路 31( 参见图 1) 将时 钟信号 SCK 转变为高电平。响应于用于截止晶体管 T1 的高电平时钟信号 CLK 的下降沿， 将 时钟信号 SCK 转变为低电平。因此， 在晶体管 T1 的导通周期里， 通过这种时钟信号 SCK 采 样的第五电压 V5 等于与第二电压 V2 的斜率以及线圈电流 IL 的斜率成正比的第四电压 V4 的稳定电压电平 ( 第三电压 V3)。也就是说， 如果 V4 表示第四电压 V4 的稳定电压电平， 可 将第五电压 V5 表示如下。
V5 ＝ V4
V5 ＝ A2×V3
从方程式清楚可见， 第五电压 V5 与线圈 L1 的电感值成反比。
如图 3 所示， 积分电路 45 包括具有放大器电路 46、 电阻器 R42 和电容器 C43 的低 通滤波器。接地点 GND 连接到放大器电路 46 的反相输入端子。放大器电路 46 的输出端子 连接到电阻器 R42 的第一端子。放大器电路 46 是缓冲器， 例如充当电压跟随器， 并且是放 大系数 A3 为 “1” 的运算放大器。
电阻器 R42 的第二端子连接到电容器 C43 的第一端子， 且 C43 的第二端子连接到 接地点 GND。从电阻器 R42 与电容器 C43 之间的连接点输出控制信号 SG1。积分电路 45 将 来自保持电路 44 的第五电压 V5 积分， 并将积分电压 V6 作为控制信号 SG1 提供给电流源 21。通过积分电路 45， 积累第五电压 V5 并取平均， 以降低第五电压 V5 的噪声。
可通过如下方程式表示在这种检测器电路 40 中产生的控制信号 SG1 的电压值 V6。 V6 ＝ A3×V5下面参照图 6 描述基准电压产生电路 20 中电流源 21 的构造示例。
来自检测器电路 40 的控制信号 SG1 被提供给运算放大器 22 的同相输入端子。运 算放大器 22 的输出端子连接到 N 沟道 MOS 晶体管 T21 的栅极。晶体管 T21 的漏极连接到 P 沟道 MOS 晶体管 T22 的漏极， 且晶体管 T21 的源极连接到运算放大器 22 的反相输入端子 以及电阻 Rslp 的第一端子。电阻器 Rslp 的第二端子连接到接地点 GND。
运算放大器 22 控制晶体管 T21， 使得反相输入端子的电压等于控制信号 SG1 的电 压值 V6。也就是说， 将电阻器 Rslp 第一端子的电压控制为控制信号 SG1 的电压值 V6。因 此， 与电阻器 Rslp 的电阻值以及两个端子之间的电势差 ( 电压值 V6) 相对应的电流在电阻 器 Rslp 的两个端子之间流动。通过这种方式， 将控制信号 SG1 的电压值变换为运算放大器 22 以及电阻器 Rslp 中的电流。
晶体管 T22 具有提供给它的源极的偏置电压 VB， 并且晶体管 T22 的栅极连接到晶 体管 T22 的漏极以及 P 沟道 MOS 晶体管 T23 的栅极。偏置电压 VB 被提供给晶体管 T23 的 源极。因此， 晶体管 T22、 T23 充当电流镜像电路。电流镜像电路使得与电阻器 Rslp 中流动 的电流成正比的电流 Islp 根据两个晶体管 T22、 T23 的电特性在晶体管 T23 中流动。
晶体管 T23 的漏极连接到图 1 所示电容器 C3 的第一端子， 并且通过如下方程式表 示的电流 Islp 被提供给电容器 C3。
此时， 根据方程式 (3) 右侧第二项， 可将通过电流 Islp 产生的斜率的斜率大小 Vslp 表示如下。
其中通过这种方式根据线圈电流 IL 的斜率产生电流 Islp， 加在标准电压 VR0 上的斜 率的斜率大小 Vslp 与线圈 L1 的电感值 L 成反比变化。也就是说， 检测器电路 40 和电流源 21 充当用于调节斜率的斜率大小 Vslp( 变化速度 ) 的电路。例如， 如图 4 所示， 当输出电流 Io 小并且线圈电流 IL 的斜率小 ( 参见左侧部分 ) 的时候， 通过检测器电路 40 产生的控制 信号 SG1 小。因此， 通过电流源 21 产生的电流 Islp 变得更小， 并且通过电流 Islp 产生的 斜率大小 Vslp 也变得更小。相反， 当输出电流 Io 大并且线圈电流 IL 的斜率大 ( 参见右侧部分 ) 的时候， 通过检测器电路 40 产生的控制信号 SG1 变大。因此， 通过电流源 21 产生的 电流 Islp 变得更大， 并且通过电流 Islp 产生的斜率大小 Vslp 也变得更大。
下面与比较性示例 ( 图 15 的 DC-DC 变换器 4) 对比， 参照图 7 描述 DC-DC 变换器 1 的功能 ( 具体而言是基准电压产生电路 20 和检测器电路 40)。图 7 示出增益曲线， 表示 DC-DC 变换器 1 的负反馈回路的增益相对于频率的变化。图 9 示出实施例的 DC-DC 变换器 1 的频率特性的模拟结果， 图 10 示出图 15 的比较性示例 DC-DC 变换器 4 的频率特性的模拟 结果。图 11 示出输出电流 Io 变化时频率特性的变化的模拟结果。
首先， 参照图 7 描述 DC-DC 变换器 1 的交叉频率以及负反馈回路的增益。DC-DC 变 换器 1 的负反馈回路的增益与输入电压 Vi 成正比， 与基准电压 VR1 的斜率大小 Vslp 成反 比。因此， 当 gm 表示此时的增益时， 可将 0Hz 频率时的增益表示如下。
增益为 0dB 时的频率， 即交叉频率 fo 可表示如下。 如果 C 表示电容器 C1 的电容值， 可将线圈 L1 以及电容器 C1 的共振频率 fLC 表示如下。
因此， 根据方程式 (12) 至 (14) 可将交叉频率 fo 表示如下。从方程式 (14) 和 (15) 清楚可见， 如果线圈 L1 的电感值 L 下降， 则交叉频率 fo 增 加， 且共振频率 fLC 增加。如果线圈 L1 是多层芯片线圈， 则直流叠加特性差 ( 弱 )， 因此电 感值 L 由于线圈 L1 中流动的偏置电流的变化而变化。例如， 如图 8 所示， 当偏置电流增加 时， 线圈 L1 的电感值 L 下降。 因此， 如果输出电流 Io 增加， 例如根据负载的变化， 线圈 L1 中 流动的偏置电流增加， 且线圈 L1 的电感值 L 下降。此时， 如果基准电压 VR11 的斜率恒定， 例如， 就像在比较性示例 DC-DC 变换器 4 中， 交叉频率 fo 增加， 即， 当线圈 L1 的电感值下降 时， 交叉频率 fo( 频带 ) 向高频侧扩展， 如图 10 的点划线所示。然后， 如图 10 的放大图所 示， 向高频侧扩展的交叉频率 fo 处的相位减少， 因此相位裕度变小。也就是说， 如图 11 所 示， 在图 15 的 DC-DC 变换器 4 中， 当输出电流 Io 增加时， 交叉频率 fo 增加 ( 参见图 11A 的 在图 15 的 DC-DC 变换器 4 虚线 )， 且相位裕度变小 ( 参见图 11B 的虚线 )。通过这种方式， 中， 发生如果输出电流 Io 增加则 DC-DC 变换器趋于振荡并且其操作变得不稳定的问题。
与之不同， 在本实施例的 DC-DC 变换器 1 中， 基准电压 VR1 的斜率大小 Vslp 根据 线圈 L1 的电感值 L 而变化。检测器电路 40 和基准电压产生电路 20 调节斜率大小 Vslp， 因 此交叉频率 fo( 频带 ) 变为基本上恒定， 与线圈 L1 的电感值 L 的变化无关。例如， 通过反 馈线圈 L1 的电感值 L 并根据电感值 L 调节基准电压 VR1 的斜率以调节斜率大小 Vslp， 检测 器电路 40 和基准电压产生电路 20 保持交叉频率 fo 基本上恒定。下面描述细节。如果输
出电流 Io 根据负载的变化而增加， 那么线圈 L1 中流动的电流增加， 且线圈 L1 的电感值 L 下降， 如上所述。与此相关联， 在晶体管 T1 的导通周期里， 线圈电流 I1 的斜率增加。然后， 在检测器电路 40 中产生的控制信号 SG1 的电压值 V6 增加， 通过电流源 21 产生的电流 Islp 的电流值也增加。这样导致基准电压 VR1 的斜率增加， 并且斜率大小 Vslp 增加。与此相关 联， 增益 gm 下降， 如图 9 所示。通过这种方式， 抑制了交叉频率 fo 由于线圈 L1 下降的电感 值 L 向高频侧的扩展， 并保持交叉频率 fo 基本上恒定。结果， 即使线圈 L1 的电感值 L 由于 增加的输出电流 Io 而下降， 也可以抑制相位裕度的下降。如上所述， 在本实施例的 DC-DC 变换器 1 中， 即使输出电流 Io 增加 ( 如图 11 所示 )， 也保持交叉频率 fo 基本上恒定 ( 参见 图 11A 的实线 )， 并抑制相位裕度的下降 ( 参见图 11B 的实线 )。模拟结果表明， 当输出电 流 Io 增加时， 相位裕度增加。这被认为是因为， 由于增加输出电流 Io 的负载的变化， 所以 衰减系数 ζ 增加且相位曲线的斜率下降。
利用方程式描述了， 可保持交叉频率 fo 基本上恒定。
与以上描述类似， 当线圈 L1 的电感值 L 由于增加的输出电流 Io 而下降时， 在晶体 管 T1 的导通周期里线圈电流 IL 的斜率 Slp1 如下。
在方程式中， ΔL 表示电感值 L 的减少。根据方程式 (9)， 通过检测这种斜率 Slp1 而产生的控制信号 SG1 的电压值 V6 如下。
根据方程式 (10)， 由控制信号 SG1 产生的电流 Islp 如下。根据方程式 (11)， 由电流 Islp 产生的斜率的斜率大小 Vslp 如下。其中 因此， 根据方程式 (15)， 交叉频率 fo 如下。
也就是说， 通过反馈线圈 L1 的电感值 L 并调节基准电压 VR1 的斜率大小 Vslp， 将 线圈 L1 的电感值 L 从表示交叉频率 fo 的方程式消除。因此， 可保持交叉频率 fo 基本上恒 定， 与线圈 L1 的电感值 L 的变化无关。通过这种方式， 即使线圈 L1 的电感值 L 由于增加的 输出电流 Io 而下降， 也可以抑制相位裕度的下降。
如同本实施例， 如果输入电压 Vi 和输出电压 Vo 满足方程式 (21) 的关系， 可将它 们取近似， 如方程式 (22) 所示。
Vi ＞＞ VO… (21) Vi-Vo ≈ Vi… (22) 因此， 可将交叉频率 fo 取近似如下。也就是说， 将输入电压 Vi 也从表示交叉频率 fo 的方程式消除， 并且可保持交叉频 率 fo 基本上恒定， 与输入电压 Vi 的变化无关。通过这种方式， 即使输入电压 Vi 变化， 也可 以抑制相位裕度的下降。
在实施例中， DC-DC 变换器 1 是电源装置的示例， 晶体管 T1 是开关电路的示例， 电 容器 C3 和开关电路 SW1 是电压增加电路的示例， 而比较器 10、 RS-FF 电路 50、 振荡器 60 以 及驱动器电路 70 是控制单元的示例。检测器电路 40 和电流源 21 是斜率调节电路的示例。 输出端子 Po 是输出端子的示例。放大器电路 41 是第一放大器的示例。放大器电路 43 是 第二放大器的示例。放大器电路 46 是第三放大器的示例。电阻器 R42 和电容器 C43 是低 通滤波器的示例。电流源 21 是电流变换电路的示例。
本实施例具有下述优点。
(1) 基于线圈电流 IL 的微分结果 ( 线圈电流 IL 的斜率 ) 调节基准电压 VR1 的斜 率的斜率大小 Vslp。由此， 基准电压 VR1 的斜率大小 Vslp 可与线圈 L1 的电感值 L 成反 比。因此， 将线圈 L1 的电感值 L 从表示交叉频率 fo 的方程式消除。因此， 可保持交叉频率 fo( 频带 ) 基本上恒定， 与线圈 L1 的电感值 L 的变化无关， 并且可以抑制由于电感值 L 的下 降所致的相位裕度的下降。 结果， 当保证相位裕度时， 即使在低电流范围内也能实现更宽的 带宽。
(2) 如果可以固定交叉频率 fo( 频带 )， 就可以获得通过电容器 C2 的相位补偿的 充分效果。例如， 通过电容器 C2 的相位补偿被限制在图 12A 和图 12B 所示的狭窄频率范围 内。可以保证充分的相位裕度， 并通过将交叉频率 fo 对准图 12B 所示的相位曲线的局部最 大点 ( 参见圆圈 ) 来获得通过电容器 C2 的相位补偿的充分效果。但是， 如果像在图 15 的 DC-DC 变换器 4 中一样， 交叉频率 fo 根据线圈 L1 的电感值 L 的变化 ( 输出电流 Io 的变化 ) 而变化， 那么交叉频率 fo 从上述局部最大点偏离， 因此不能充分获得通过电容器 C2 的相位 补偿效果。与之不同， 在本实施例的 DC-DC 变换器 1 中， 可保持交叉频率 fo 基本上恒定， 与 线圈 L1 的电感值 L 的变化无关， 因此可以抑制交叉频率 fo 从上述局部最大点的偏离， 并获 得通过电容器 C2 的相位补偿的充分效果。容易设计将交叉频率 fo 对准上述局部最大点。
(3) 在晶体管 T1 的导通周期里通过将线圈电流 IL 微分来检测斜率， 并基于检测结 果来调节基准电压 VR1 的斜率的斜率大小 Vslp。由此， 基准电压 VR1 的斜率大小 Vslp 可 以与输入电压 Vi 成正比。因此， 可以有利地抑制交叉频率 fo 根据输入电压 Vi 的变化而变 化。
对本领域技术人员而言显然， 本发明可以具体实施为不脱离本发明精神或范围的 多种其他特定形式。特别地， 应当理解本发明可以具体实施为以下形式。
在实施例中， 可以省略检测器电路 40 的积分电路 45。
在实施例中， 可以省略电容器 C2。
在实施例中， 在检测器电路 40 中检测晶体管 T1 的导通周期里线圈电流 IL 的斜 率。 不限于此， 例如可在检测器电路 40 中检测晶体管 T1 的截止周期里线圈电流 IL 的斜率。 即使通过这种构造， 通过根据在检测器电路 40 中检测的线圈电流 IL 的斜率来产生基准电 压 VR1 的斜率， 斜率大小 Vslp 也可以与线圈 L1 的电感值 L 成反比。
虽然在实施例中将放大器电路 41 讨论为用于检测线圈电流 IL 的电路的示例， 但 是对该电路没有特别限制， 只要它能检测线圈电流 IL。 例如， 可将用于感测电流的感测电阻 器连接在线圈 L1 后面的级中， 并且可通过检测感测电阻器两个端之间的电势差来检测线 圈电流 IL。可将电阻器和电容器与线圈 L1 并联连接， 并通过 DCR( 等效直流电阻 ) 感测来 检测线圈电流 IL。
在实施例中， 用于产生基准电压 VR1 的方法没有特别限制。例如， 可采用图 13 所 示的基准电压产生电路 20a。
基准电压产生电路 20a 包括电流源 21a、 电容器 C3、 开关电路 SW1 以及校正电压产 生电路 23。 在基准电压产生电路 20a 中， 将通过从电流源 21a 和电容器 C3 提供的电流 Islp 产生的斜率加于其上的电压从标准电压 VR0 变为校正电压 VC1。也就是说， 基准电压产生 电路 20a 与前面的基准电压产生电路 20( 参见图 1) 的不同在于， 增加了用于产生校正电压 VC1 的校正电压产生电路 23。与图 1、 图 6 所示相同的部件用相同的附图标记表示， 并且不 详述它们的各个元件。
在电流源 21a 中， 以电流镜像的方式将电流 Is1 从连接到晶体管 T22 的 P 沟道 MOS 晶体管 T24 提供给校正电压产生电路 23。在实施例中， 将晶体管 T22 至晶体管 T24 的电特 性设置为使得电流 Is1 是电流 Islp 的两倍。
校正电压产生电路 23 包括电容器 C21、 C22、 电阻器 R21、 开关电路 SW21、 运算放大 器 24 以及标准电源 E1。电容器 C21 的第一端子连接到晶体管 T24 的漏极， 电容器 C21 的第 二端子连接到运算放大器 24 的输出端子。开关电路 SW21 与电容器 C21 并联连接。开关电 路 SW21 例如是 N 沟道 MOS 晶体管。开关电路 SW21 的源极和漏极分别连接到电容器 C21 的 两个端子， 输出信号 S2 被提供给开关电路 SW21 的栅极。也就是说， 以与电容器 C3、 开关电 路 SW1 相同的方式连接电容器 C21 与开关电路 SW21。将电容器 C21 的电容值设置为等于电 容器 C3 的电容值。因此， 在开关电路 SW21 的截止周期 ( 晶体管 T1 的截止周期 ) 里电容器 C21 存储与电流 Is1 相对应的电荷。
在开关电路 SW21 的截止周期里电容器 C21 中存储的电荷随着对应于电流 Is1 的 梯度从复位电压 ( 这里， 运算放大器 24 的输出电压 ) 增加， 并且在一个开关周期里通过导 通开关电路 SW21 放电， 直到达到复位电压。此时， 因为电流 Is1 是电流 Islp 的两倍， 所以 电容器 C21 两个端子之间的电势差是电容器 C3 两个端子之间电势差的两倍。也就是说， 电 容器 C21 的第一端子 ( 节点 N21) 处的电压 V21 的斜率波形以基准电压 VR1 斜率两倍的斜 率变化。
电容器 C21 的第一端子也连接到电阻器 R21 的第一端子。电阻器 R21 的第二端子 连接到运算放大器 24 的同相输入端子以及电容器 C22 的第一端子。电容器 C22 的第二端 子连接到运算放大器 24 的输出端子。
包括电阻器 R21 和电容器 C22 的低通滤波器 25 通过电容器 C21 中存储的电荷平 滑电压 V21。 因此， 电容器 C22 两个端子之间的电势差是电容器 C21 两个端子之间电势差的一半， 即等于电容器 C3 两个端子之间电势差的值。
运算放大器 24 改变输出电压 ( 校正电压 VC1)， 使得电阻器 R21 与电容器 C22 之间 的连接点上的电压 V22 变为等于标准电源 E1 中产生的标准电压 VR0。
将斜率叠加在这样产生的校正电压 VC1 上， 以产生基准电压 VR2， 基准电压 VR2 被 提供给比较器 10 的同相输入端子。
在实施例中， 反馈电压 VFB 是通过电容器 C2 将输出电压 Vo 的交流分量叠加在分 压电压 ( 通过电阻器 R1、 R2 将输出电压 Vo 分压获得 ) 上获得的电压。不限于此， 反馈电压 VFB 例如可以是输出电压 Vo 本身。
虽然在实施例中将输出信号 S2 提供给与电容器 C3( 用于产生斜率 ) 并联连接的 开关电路 SW1， 但是对它没有特别限制， 只要它是对应于主晶体管 T1 的导通周期或截止周 期的信号。例如， 它可以是控制信号 DH、 DL 或节点 N1 的电压。
在实施例中， 根据以一定周期上升的高电平时钟信号 CLK 将晶体管 T1 截止。不限 于此， 例如可以在比较器 10 输出的信号 S1 的上升时刻 ( 晶体管 T1 的导通时刻 ) 之后经过 一定时间将晶体管 T1 截止。在这种情况下， 例如可提供计时器电路而不是振荡器 60， 从信 号 S1 的上升时刻开始， 根据输入电压 Vi 或输出电压 Vo， 经过一定时间之后计时器电路向 RS-FF 电路 50 的复位端子 R 输出高电平脉冲信号。或者， 可提供单脉冲触发器电路而不是 RS-FF 电路 50 和振荡器 60。 虽然在实施例中将 P 沟道 MOS 晶体管 T1 讨论为开关电路的示例， 但是也可以使用 N 沟道 MOS 晶体管。可将双极晶体管用作开关电路。或者， 可使用包括多个晶体管的开关电 路。
可在控制电路 3 外部产生标准电压 VR0。
可将实施例中的晶体管 T1、 T2 包括在控制电路 3 中。可将变换器单元 2 包括在控 制电路 3 中。
虽然在实施例中讨论同步整流式 DC-DC 变换器， 但是可将其具体实施为非同步整 流式 DC-DC 变换器。
实施例讨论将反馈电压 VFB 与基准电压 VR1 进行比较， 并根据比较结果设置主晶 体管 T1 的导通时刻的 DC-DC 变换器。不限于此， 实施例可具体实施为将反馈电压 VFB 与基 准电压 VR1 进行比较， 并根据比较结果设置主晶体管 T1 的截止时刻的 DC-DC 变换器。
图 14 示出具有 DC-DC 变换器 1 的电子装置 100 的示例。电子装置 100 包括主单 元 110 和电源单元 130， 电源单元 130 用于向主单元 110 供电。主单元 110 是内部电路的示 例。
首先， 描述主单元 110。存储器 112 连接到执行程序的中央处理器 (CPU)111， 存储 器 112 用于存储通过 CPU 111 执行的程序或通过 CPU111 处理的数据。键盘 114A 和指示装 置 114B 经由接口 (I/F)113 连接到 CPU 111。指示装置 114B 例如是鼠标、 轨迹球、 诸如触摸 板这样的扁平装置或电容性传感器等等。
显示器 116 经由接口 115 连接到 CPU 111， 通信单元 118 经由接口 117 连接到 CPU 111。 显示器 116 例如是液晶显示器、 电致发光板等等。 通信单元 118 例如是局域网板等等。
此外， 外部存储装置 120 经由接口 119 连接到 CPU 111， 可擦除记录介质访问装置 122 经由接口 121 连接到 CPU 111。外部存储装置 120 例如是硬盘。将通过访问装置 122
访问的可擦除记录介质例如是 CD( 压缩盘 )、 DVD( 数字通用盘 )、 闪存卡等等。
下面描述电源单元 130 的内部构造示例。
DC-DC 变换器 1 和交流适配器 131 经由开关 SW 连接到主单元 110。电力从 DC-DC 变换器 1 和交流适配器 131 的任何一个提供给主单元 110。DC-DC 变换器 1 例如将来自电 池 132 的输入电压 Vi 变换为输出电压 Vo， 并将输出电压 Vo 提供给图 14 的示例中的主单元 110。
这种电子装置可以是笔记本式个人计算机、 诸如移动电话这样的通信装置、 诸如 个人数字助理 (PDA) 这样的信息处理装置、 诸如数码相机或摄像机这样的视频装置、 诸如 电视装置这样的接收器等等。
这里引用的所有示例和条件性语言都是为了教导的目的， 以帮助读者理解本发明 的原理和发明人贡献的促进现有技术的概念， 并且应当解释为并非限制这样特别引用的示 例和条件， 说明书中这些示例的组织也不涉及说明本发明的先进和不足。虽然已经详述了 本发明的实施例， 但是应当理解， 在不脱离本发明精神和范围的情况下， 对本发明可做出各 种变化、 替代和改变。