在无线电通信系统中监控冗余(备用)发送器的方法和装置 本发明涉及在具有现用的发送器和一个或多个接收器的无线电通信系统中监控冗余(备用)发送器的方法和装置。本发明特别但并非专门涉及点到多点无线电通信系统。
无线传输系统经常用于传送数据。点到多点系统中常见的一种方案是将数据从基站传送到若干接收器。这种配置示于图1中，其中，基站(BS)与该基站范围的一个特定扇区10中的几个终端台(TS1-TS3)通信。为了减少设备故障的影响(即提高无线电链路的可用性)，众所周知的做法是安装在原设备功能正常时为冗余的复制设备(备用设备)。对点到多点系统而言，由于基站发送装置的完整性非常重要，所以通常复制发送器。这种情况如图2所示，其中，现用和待用(冗余或备用)的发送器基本上是相同的，均包括室内部分(IDU)和电缆连接的室外部分(ODU)。ODU包括RF级和天线11。如果现用发送器发生故障，则冗余(备用)发送器可以接管数据发送。
但是，冗余发送器有可能在现用发送器失效之前就已经发生故障。这在冗余发送器始终处于受激状态(即所谓的“热待机”)时尤其可能。这时地失效概率为50％。如果未检测到冗余发送器失效，就丧失了冗余性，并且如果现用设备也失效，则就完全丧失数据传输能力。这在点到多点系统中显然是灾难性，因为整个扇区因基站故障而丧失。
因此，在这种通信系统中需要监控冗余发送器的完整性。
但是，对冗余发送器进行监控提出了一个尖锐的问题，即发送器只能通过发送信号而得以完全测试，而这又可能对数据传送产生不利影响。
目前，存在三种已知的监控方法：
·数据信号在不同频率或时隙上同时使用两个发送器(现用和备用发送器)。这在如下条件得到满足时才在点到多点系统中是可行的：下行链路中的数据信号是“突发信号”，即如果对不同终端台使用不同的时隙，或者如果数据信号是FDM(频分复用)信号，即对不同终端台使用不同的频段。
·通过冗余发送器发送时域或频域导引信号。但是这又浪费资源。
·室外单元(ODU)是自监控的，即仅对发送器的模拟部分通过例如监控振荡器来执行监控。这要求开发特殊的冗余ODU以及冗余ODU和IDU(室内单元)之间的数字链路。此外，这包括可能昂贵的其它硬件支出。
因为就TDMA(时分多址)点到多点系统而言，下行信号在时间上是连续的，不能采用第一种监控方法。而其他两种则具有效率低的缺点。
根据本发明的第一方面，提供一种用于监控无线电通信系统的冗余发送器的方法，所述系统包括用于向一个或多个接收器发送数据信号的现用发送器，该方法的特征在于如下步骤：在正常工作期间通过冗余发送器发送在所述数据信号的频带内的扩频信号，所述扩频(SS)信号具有比所述数据信号低的谱功率；以及在所述一个或多个接收器中的一个或多个接收器上检测所述扩频信号的存在，不存在扩频信号则视为表示冗余发送器不完整。
本发明具有如下优点：可以通过冗余发送器发送导引(或监控)信号而又不会干扰现用发送器所发送的数据信号。在接收器上，就数据信号而言，SS信号仅表现为加性白噪声，因此可以忽略。但是，接收器还包含专门用于检测SS信号的装置，如果SS信号不存在，则可断定冗余发送器有故障。
本发明的突出优点是其普遍适用性(它不依赖于数据信号的性质)，事实是本发明不浪费时间或频率资源，并且容易以数字方式实现，因而本发明也是性能价格合算的。此外，ODU无须专门加以设计，并且无须在ODU和IDU之间进行任何测量设置或提供任何链路。
扩频信号的存在检测优选通过相关过程来执行。
更优选的是通过互相关过程来进行检测，通过将第一伪噪声信号馈送给冗余发送器来提供扩频信号，以及在接收到的信号和第二伪噪声信号之间执行互相关，第二伪噪声信号具有与第一伪噪声信号相同的特征。利用这种方法，当采用冗余发送器来接替现用发送器时，第一伪噪声信号最好在冗余发送器中通过与数据信号将会通过的相同的部件。
有利的是，为了补偿与扩频信号有关的定时相位误差，在接收器中对接收信号执行过采样。
可取的是，为了补偿现用和备用发送器之间存在的频率偏移效应，并且将长伪噪声序列相关可以容忍的窄的容许的偏移窗口纳入考虑，对接收的信号施以步进式扫频运算，其中接收函数与形式为exp{j2πkδS/η}的复因子相乘，其中j=-1,]]>k是采样索引，η是过采样因子，δS是按所述符号率来缩放的扫频步长。
最好这样选择扫频步长δS，使之可以覆盖所述频偏的所有值并且能够补偿所述频偏随时间的漂移。
互相关最好是二维的，其计算针对所有扫频步长δS和针对ηNpn个时间步长来进行，其中η是过采样因子，而Npn是伪噪声序列的长度。更优选的是采用互相关结果的绝对值的最大值来确定冗余发送器的完整性。
在一个实施例中，采用互相关结果的绝对值的平方的最大值来确定冗余发送器的完整性。
最好通过对采样数据进行部分串行、部分并行的处理来执行相关计算。采用这种方法，所述处理的形式最好为：对δS的连续值并行处理ηNpn个点的第一组(NS)，然后，对δS的连续值并行处理ηNpn个点的第二组(NS)，依此类推直到覆盖所有ηNpn个点。
在本发明的方法的优选应用中，无线电通信系统包括两个或两个以上的接收器，其中每个接收器提供扩频信号存在与否的指示，根据两个或两个以上接收器中的预定数量的接收器的指示来作出冗余发送器是否完整的判决。
所述判决最好根据多数表决来作出。
或者，所述无线电通信系统包括一个接收器以及在该接收器上检测不到所述扩频信号的指示视为表示所述冗余发送器不完整。
本发明尤其适用于这样的点到多点无线电通信系统，其中，现用和冗余发送器是基站的组成部分，以及接收器是该点到多点系统的终端台。所述点到多点系统最好包括TDMA(时分多址)系统、FDMA(频分多址)系统或CDMA(码分多址)系统。
或者本发明可以应用于包含冗余或备用发送器的点到点系统。
根据本发明的第二方面，提供一种用于监控无线电传输系统的备用发送器的装置，该系统包括用于向一个或多个接收器发送数据信号的现用发送器，所述装置包括：用于产生伪噪声信号的装置；用于将所述伪噪声信号加到冗余发送器的输入上的装置，所述发送器发送具有比所述数据信号低的谱功率的扩频信号；以及在一个或多个接收器中的用于检测扩频信号的存在的装置。
所述一个或多个接收器最好包括相关器，用于对接收的信号执行互相关。
所述一个或多个接收器中最好还包括过采样装置，用于补偿扩频信号的相关定时相位误差。
所述装置最好还包括用于对所接收的信号执行扫频运算的扫频装置，该扫频装置包括乘法器，用于将接收的信号与形式为exp{j2πkδS/η}的复因子相乘，其中j=-1,]]>k是采样索引，η是过采样因子，δS是按所述符号率来缩放的扫频步长。
所述相关器最好连接到最大值导出装置，以便从相关器输出导出最大值。采用这种方案，最好安排最大值导出装置来导出相关器输出的绝对值的最大值或者相关器输出的绝对值的平方的最大值。
根据本发明的另一方面，无线电通信系统包括现用的和冗余的发送器、两个或两个以上的接收器和根据本发明的第二方面的装置。
这种通信系统的监控装置最好包括以所述接收器传来的冗余发送器完整性指示为输入的判决装置。该判决装置最好根据所述接收器中的多数表决来作出判决。
所述通信系统最好包括如下这类点到多点系统：TDM/TDMA(在下行方向进行时分复用/在上行方向执行时分多址)系统、FDM/FDMA(在下行方向进行频分复用/在上行方向执行频分多址)系统或CDM/CDMA(在下行方向进行码分复用/在上行方向执行码分多址)系统。
下面仅以例示方式参照附图说明本发明的实施例。
图1是点到多点无线电通信系统的简图；
图2示意在图1的点到多点系统的基站中现用和待用(备用)发送器的使用；
图3是采用本发明的监控方法的无线电通信系统的框图；
图4是说明图3所示的映射器的操作的复平面图；
图5是图3所示的通信系统的等效模型；
图6是显示现用和冗余发送器之间频偏存在效应的sin(x)/x图；
图7是图5的等效模型，但它包括用于补偿频偏效应的扫频技术；
图8是进一步说明图7的相关扫频技术的图；
图9和10分别是说明频偏漂移的不利效应和补偿此效应的方法的图；
图11是说明本发明实施例中进行的相关处理的框图；
图12说明包括对数据进行部分串行、部分并行处理的相关方法；
图13是经过扩展以包括图12所示的串行/并行相关过程的图11的框图；以及
图14是说明串行/并行相关技术的特定结构实现的图。
现参照图3，图3是说明本发明的监控方法的无线电链路的框图，它同时包括发送器和接收器中的现用和待用(冗余/备用)路径。两条路径中的发送级均相同，包括映射级12、内插级13、数模转换级14和为天线16馈送信号的IF/RF输出级15。所用的调制方案是线性的，例如正交幅度调制(QAM)。
稍微更详细地描述所示实施例的功能，要发送的比特(数据符号)首先在映射器12中映射成信道符号。例如，假设采用4QAM或QPSK(正交相移键控)调制方案，则让信道符号对应到图4所示复平面中的四点之一上，即将要发送的有用数据比特流(符号流)中的两比特映射到这四个符号之一上，在映射器的输出得到该符号的两个复值(实部和虚部)。然后，采用平方根奈奎斯特(Nyquist)滤波器(内插级)13进行脉冲成形处理。对滤波器13的输出采样并转换成模拟形式(14)。为了满足采样定理，采样率必须至少是信道符号率的两倍，因此执行过采样因子为η的内插功能，此功能也包含在脉冲成形块(内插级)13中。最后，在从天线16发射之前将基带信号上变频到IF，然后再到RF(15)。
数据信号通过现用路径传送。
虽然冗余传输路径在迄今所述各方面基本上与现用路径相同，但在一个方面有所不同：在映射器12的输入，设置了切换开关17，从而使如下操作成为可能，即在正常操作期间以符号率馈入扩频(SS)信号，而在现用发送器失效时，接管数据信号的发送。
SS信号由长度为Npn的长伪噪声(PN)序列(幅度为±1)构成。用过采样因子η对信号进行上采样。由于现用和待用线路卡和ODU中的数字滤波器和模拟部件基本上相同，所以SS信号具有与数据信号相同的带宽。但是，在空中接口上，其频谱密度将显著低于数据信号的频谱密度(约少30-35dB)。因此，对数据信号而言，PN序列看起来只是附加的但可忽略的白噪声。
在接收器侧，接收器天线18上接收到的信号经下变频到基带(19)，然后从模拟形式变换到数字形式(20)，接着执行对应的内插步骤(21)，并按照常规方法对所得信号进行同步和均衡处理(22)，从而得到现用发送器最初发送的数据信号。但是，除此以外，还执行检测冗余(待用)发送器所发送的SS信号的步骤。这是通过将接收到的信号与发送器所用的相同PN序列作相关来实现的。这由独立的分支23所示，分支23视为相关级24，相关处理的结果用于判断是否接收到SS信号(注意到接收的信号包括传送的数据信号和SS信号)。实际上，将相关的绝对值的最大值用于作出判决。
判决级(24)得出如下结论：
(a)如果数据信号和SS信号均被检测到，则认为现用的和待用的发送器的ODU(11、15、16)均完好无损；
(b)如果只检测到数据信号，则认为冗余ODU发生故障；
(c)如果检测到SS信号，则认为现用ODU已经发生故障(这适用于正要进行冗余切换之时)。本发明不解决控制从现用单元切换到冗余单元的问题。
此简单方法因需要解决已在实际系统中出现的如下两个问题而复杂化了：
(1)在SS信号情况下缺少在数据信号情况下通常可以加以利用的频率同步。这导致形式为sin(πδM/η)/(πδM/η)的相关器输出的劣化，其中δ是按照符号率缩放的频偏，M是相关长度以及η是过采样因子。
(2)同样地，对SS信号而言，缺少定时同步，这也导致相关器输出的劣化，具体取决于过采样因子：因子η越大，则劣化越小。
即便为无线电链路提供了频率和定时相位同步，它也仅针对现用路径作了优化。由于现用的和待用的IDU和ODU中的振荡器未耦合，所以频偏将不会相同。此外，数据和SS信号的无线电信道也不会相同。接收器上的采样相位将针对数据信号进行优化，从而可能对SS信号存在定时相位误差。
下面对频偏和定时相位误差对相关运算的影响作一分析并提出解决方案。假定采用基带信号表示。
时域中的频偏效应为每个样点相对于前一样点按常数因子作相位旋转：
sk′=sk·exp(j·2π·kΔffA)=sk·exp(j·2π·kδη)------(2.1)]]>
其中，η＝fA/fS是过采样因子，η＝Δf/fS是按照符号率fS来缩放的频偏Δf，fA是采样率。
参照图5，它显示图3的通信系统的等效模型，其中，rk和sk分别是数据信号和SS信号，二者均用η进行过采样。令hA和hP分别为整个现用的和待用的传输路径的脉冲响应，而令δA和δP分别为按符号率缩放得到的频偏。将所有滤波器集中在传输路径的始端而将所有频偏集中在终端，作此简化是基于如下事实：如果接收器滤波器的滤波带宽比频偏大并且如果频偏比频域中滤波函数的变化小，则滤波和频偏可以互换。
令M为相关长度，而k0为任意起始索引。相关器的输出ys(n)为：
通过卷积表示yk，得到：
ΣlhAl·1M·Σk=k0k0+M-1rk-l·sk-n*·exp(j·2π·kδAη)-------(2.3)]]>
相关器输出的平均值因此为(假设sk和rk是不相关的)：
其中σS2是SS信号的方差(幂)。对和作变换并只考虑绝对值，最后得到：
其中，si(x)＝sin(x)/x。这是非常重要的结果。它表明，当存在频偏时，“通常”的相关器输出按乘积的si函数来失真(亦参见图6)。显然，对于大的M，将接近零，ys相关将变得非常小。在此情况下，将检测不到SS信号。但是，δP存在其中可进行检测的区域，即可以容忍劣化的区域。不幸的是，为了检测功率非常小的SS信号，相关长度必须相当大，因此可接受的δP太小。
本发明所建议的解决方案是执行“扫频”过程，其中，在相关器之前引入期望的按步长变化的频偏δS。对Nd个频偏计算相关，从而覆盖δP的整个区域。图7再现图5的等效模型，但这次采用的是附加的扫频函数。应注意，相关器输出ys(n，δS)现在是二维的，是n和δS的函数。
令δ0是具有可接受劣化的频偏。如果步长为2δ0，则|δP+δS(i0)|≤δ0的相应偏移之一将使得E[ys(n，δS(i0))]的劣化充分小(参见图6和图8)。
扫频函数在图9用图形来说明。这里，离散偏移的满标度即δ1…δ6(假设在本实例中Nd＝6)依次使用，各偏移对该所加偏移±δ0范围内的实际频偏有效。各δS的使用时间为Δt0，此时间是对δS的实际值执行相关的时间。
此频偏补偿的效应还可以通过数字实例来说明。假定δP的覆盖范围为-5至+5，则扫频步长还必须从-5变化至+5。如果δ0＝0.5，则步长为1，并且δS(i)取值-5、-4、-3，...，3，4，5。因此，例如如果δP的实际值为3.2，则δS(i0)＝-3的特定值的相应偏移为-0.2，它(取绝对值)比δ0更小。如果δP＝3.5，则所得偏移为-0.5，仍然在期望的范围内。如果δP＝3.6并且δS(i)仍然为-3，则所得偏移为-0.6，此偏移就太大了；所以本例中δS的正确值将为-4，以得到可接受的偏移值-0.4。
除了频率偏移，还存在另一种非理想振荡器的效应：频率漂移。振荡器的输出不仅具有偏移Δf，而且此偏移还随时间变化(漂移)。它表示为：
Δf·=∂Δf∂t=fS·δ·P------(2.6)]]>
此效应在图9中通过包括两个特定的实际频偏δP1和δP2来加以说明。没有漂移的实际频偏30与预计的一样，是一条水平线，而具有漂移的相同特性曲线则具有梯度；即线条31。如图所示，线条31通过区域32，这意味着偏移得到补偿。但是，线条33显示了另一种可能的特性曲线，其中，因为漂移，它没有通过任何区域，既没有通过区域32也没有通过区域34。在这种情况下，频偏将仍然得不到补偿。
在此情形下，为了在从-δmax至δmax的一次扫频过程中“捕获”偏移，本发明规定扫频步长要加以调整，使得区域δS(i)-δ0...δS(i)+δ0重叠，如图10现在所示。重叠的Δδ0必须满足如下不等式：
δ·P=Δf·fS≤Δδ0Δt0------(2.7)]]>
其中，如前所述，Δt0是计算ys(n，δS(i))所需的时间。
为了分析定时相位误差对相关接收器的输出的影响，只有冗余路径非常重要。频偏假定为零。根据图5，且忽略zk，则接收到的信号可以用时间连续函数表示为：
y(t)=Σk=-∞∞sk·hP(t-k·TA)-----(2.8)]]>
如果用采样时间TA对y(t)进行采样且相位误差为τ，则得：
yn=y(n·TA+τ)=Σk=-∞∞sk·hP[(n-k)·TA+τ]=Σl=-∞∞sn-l·hP(l·TA+τ)------(2.9)]]>
根据式(2.9)，可以看出，定时相位误差导致得到经过修改的传输信道脉冲响应：
h′Pl＝h′P(lTA)＝hP(l.TA+τ) (2.10)
hPl是待用传输路径的离散脉冲响应，包括从发送器上的平方根奈奎斯特滤波器13到接收器上的类似的滤波器21的所有滤波器(参见图3)。
相位误差的特性就象具有离散时间表示的hP(t)的采样相位误差。因此可以通过用h′Pl而非hPl进行所有计算而将其纳入考虑。相关器输出的平均值将为：
注意，最大相位误差为τmax＝TA/2，因此可以通过增加采样速率即η来减少τ。
如前所述，为了处理频偏，必须对Nd个扫频点以及ηNpn个“时间”点计算接收信号和PN序列的互相关。因此，相关函数是二维的：ys(-n，δS(i))＝(n，i)，n＝0，...ηNpn-1，i＝1，...Nd。对此部分，假定η＝2。图11说明相关单元的原理：接收信号按复因子exp(jπδS(i)k)旋转，然后与与发送器上一样的移位寄存器的过采样输出相乘。一次累加M个值(M是相关长度)，并除以M得到如下互相关：
有两种计算(n，i)的主要方式：全串行或全并行。全串行意味着一个接一个地计算二维空间(n，i)中的点。全并行意味着一次计算(n，i)的所有值。全串行方法需要最少的硬件开销，但很慢；全并行方法快，但是硬件开销太大。本发明的优选实施例采用折衷的解决方案，其中，计算以部分串行、部分并行的方式来进行。本发明因此在速度和开销之间作了折衷。
本发明可以实际设想的方案如图12所示。取第一块的NS个n的值(在本实例中NS＝8)，并对此块连续计算所有Nd个i的值。这由箭头A所示。然后，紧接着是下一块的NS个时间步长，其中，再次一个接一个地计算所有Nd个i的值；这由箭头A所示。此过程一直继续到覆盖所有Npn个n的值。
此串行/并行方案需要修正图11所示的相关计算图。在修正时(参见图13)，复制δS旋转算子25和最大值块26之间的各级，每个δS的值对应一个。所以总共有NS个块，每个块接收旋转算子25馈送的输入并向最大值块26馈送输入。后者检测单元1...NS中的哪一个输出最大绝对值。
此方案的更详细的实现如图14所示，其中NS再次等于8。该图说明如何对δS(i)计算第一块(n＝0，...NS-1)。移位寄存器与符号时间TS＝1/fS同步，并以周期Npn连续循环。为了计算第一组NS个时间步长，读出移位寄存器的前NS/2(即4)个值。
由于按η＝2对PN序列进行过采样，故sk每隔一个值为零，无须与rk相乘。为了将此纳入考虑，在累加器之前设置开关，这些开关按照采样时间TA＝TS/2同步，其中，TS为符号时间。在时间MTA之后，将NS个累加器的内容除以M，得到相关值。根据每NS个相关值，计算它们的绝对值平方的最大值(或者，可以仅仅计算绝对值，但计算其平方值具有硬件开销较小的优点)并与所保存的前一序列NS个相关值的最大值作比较。然后将较大的值作为新的最大值保存。然后累加器设置为零且δS取下一个值。在t＝MTANd之后，δS再次取其第一个值并读出下一组NS/2移位寄存器输出。通过比较所有相关器输出的最大值(即它们的绝对值的平方)与给定的阈值，就可以形成是否已发送SS信号的判决。
通过SS信号监控冗余发送器的所述原理可用于点到点系统以及点到多点系统。但是，在点到多点系统中，可以引入如下附加和有益的特征。在扇区内的各终端上设置上述的相关和检测单元。各终端判断SS信号是否存在并将判决发送到基站。仅当预定数量的终端指示没有接收到SS信号时，才向网管系统发出告警。最好仅在所有终端的至少一半终端给出否定报告，即多数表决时才给出告警。所述取所有终端的判决结果的平均允许放宽对各终端中相关器的要求(例如可以减小相关长度)，而又不会降低监控的可靠性。