一种提高空时分组码性能的发射机和接收机 技术领域：
本发明属于移动通信多输入多输出(MIMO)天线技术和正交频分复用(OFDM)技术领域，特别是涉及频率选择性慢衰落信道下提高空时分组码性能的发射机和接收机。
背景技术：
多输入多输出天线技术和正交频分复用技术是目前移动通信领域广泛研究的、提高无线链路传输速率、传输质量和频谱利用率的有效方法。在频率选择性慢衰落信道下，如何更好有效的利用各正交频率间的频率增益及各天线间的空间增益，是提高系统性能的关键。
《国际电子与电气工程师协会宽带无线接入标准》(“Novel design of STBC forOFDM/OFDMA using Frequency diversity”，IEEE 802.16abc-01/59 2001 11)介绍了一种在频率选择性信道下提高MIMO OFDM系统性能的方法(STF BC)。该方法在不同天线间的相同频率上分别进行空时分组编码，根据信道的频率选择性特点，相干带宽外的两个频率上的衰落可以看成独立衰落，对相干带宽间隔频率上的数据进行循环编码，其它频率上传送不同数据。这样，接收方接收的数据不仅获得了空间增益，而且获得部分频率增益。但该方法由于各天线相干带宽间隔频率上进行了发送数据的循环编码，降低了发送信息速率，从而影响了带宽利用率；而且由于相同的循环编码数据出现在相干带宽间隔频率上，接收数据只获得了部分频率增益。
《电子情报通信协会学报》(“Multi-carrier DS-CDMA using Frequency SpreadCoding”，IEICE Transactions Fundamentals，Vol.E82-A，NO.12，pp.2634-2642，December1999)介绍了一种在频率选择性信道下直扩序列码分多址(DS-CDMA)系统中使用频率扩展编码(SFC)的方法，发送方利用不同的沃而什码把不同的数据调制在所有频率上，各个不同数据分别相互叠加后发送出去；在接收方，分别用不同的沃而什码在所有频率上对接收数据进行相乘解码得到各路数据。但这种方法至今未见被用于多输入多输出天线正交频分复用系统中结合空时分组码设计的发射机和相应地接收机。
技术内容：
本发明针对上述现有技术的不足，提出一种在频率选择性慢衰落信道中，采用结合扩展频率编码(SFC)空时分组码设计的发射机和相应的接收机，以提高MIMO OFDM系统性能的方法，能够较有效的获得选择性信道固有的频率分集增益及空间分集增益，且不降低系统的带宽利用率。
本发明提高频率选择性慢衰落信道下空时分组码性能的发射机，包括：将输入数据1经过串并转换模块2转换成N(N为正交频率个数)路不同的低速率数据；空时分组码编码模块5把N个正交频率上的编码数据分别调制到每个天线的逆傅立叶变换(IFFT)模块6，IFFT变换后的数据分别由各个天线发送出去；其特征在于：
通过串并转换模块2后的每路数据都经过一个扩展频率编码(SFC)模块3进行SFC编码，SFC编码器使用不同的沃而什码区分每路数据，每路数据与对应的沃而什码相乘后的数据分别调制到N个频率上，复信号叠加模块4对N路SFC编码数据在N个频率上分别进行简单叠加，叠加后的数据作为空时分组编码模块5的输入数据。
所述发射机的SFC编码也可以采用多重SFC编码对通过串并转换模块2后的每路数据进行SFC编码，即：SFC编码模块3采用哈德码矩阵：
H2=111-1---(f1)]]>
产生的沃而什码作为扩展频率码进行SFC编码，复信号叠加模块4为N路的两信号的叠加，此时的多重SFC编码器7由路由沃而什码长度为2的SFC编码器3及长度为2的复信号叠加模块4组成的沃而什码长度为2的SFC编码器子单元的(log2N)次级联而成；每个沃而什码长度为2的SFC编码器子单元在第m(m＝1，2，...log2N)次编码时分别对频率间隔为Iencode＝2m-1的两个频率上的数据进行SFC编码。
本发明提高频率选择性慢衰落信道下空时分组码性能的接收机，包括：傅立叶变换(FFT)模块8将接收数据变换到频率域上；模块9提供准确的信道及其参数估计；各接收天线上的解码后N个频率上的数据通过并串转换模块13得到接收解码数据14进行后续处理；其特征在于：
对每个接收天线，空时分组码解码模块10根据模块9提供的信道及其参数信息，对经过FFT模块8后N个频率上的数据进行空时分组码解码，空时分组解码后的各天线接收数据通过合并器11进行最大比合并，SFC解码器模块47对N个频率上的合并后数据做SFC解码，复信号叠加模块48对N个频率上的数据进行数据叠加，根据不同的沃而什码得到N路数据，作为并串转换模块13的输入数据。
当所述的发射机采用多重SFC编码对通过串并转换模块2后的每路数据进行SFC编码时，与此相应，所述的接收机也须采用多重SFC解码，即：SFC解码器模块47采用式(f1)哈德码矩阵产生的沃而什码作为扩展频率码进行SFC解码，复信号叠加模块48为N路两信号的叠加，此时的多重SFC解码器12由路由沃而什码长度为2的SFC编码器47及长度为2的复信号叠加模块48组成的沃而什码长度为2的SFC解码器子单元的(log2N)次级联而成；每个沃而什码长度为2的SFC解码器子单元在第m(m＝1，2，...log2N)次解码时分别对频率间隔为Idecode=2(log2N)-m]]>的频率上的数据进行SFC解码。
现有技术在频率选择性慢衰落信道下，一般的MIMO OFDM系统只利用了多天线的空间分集增益；或者根据信道频率选择性的特性，在相干带宽间隔的频率上对发送数据再进行循环编码获得部分频率分集增益，但是降低了带宽利用率。而本发明提高频率选择性慢衰落信道下空时分组码性能的发射机及相应的接收机，在MIMO OFDM系统中采用结合扩展频率编码(SFC)的空时分组码设计，把发送数据串并转换成N路并行数据，各正交频率上的传输数据采用扩展频率编码，使每路数据都经过了N个正交频率，而由不同的沃尔什码区分不同路数据；在接收机各正交频率上的空时解码数据在各天线上合并后，经过扩展频率解码，最后并串转换，恢复出原始数据；这样，每路传输数据都经过了各个频率、各个天线的衰落路径；接收数据性能是每个频率、每个天线上的数据性能的叠加。因此，本发明较有效的获得了频率选择性衰落信道中MIMO OFDM系统固有的频率分集增益及空间分集增益，且不降低发送数据的信息速率，从而不影响系统的带宽利用率。
本发明提高频率选择性衰落信道下空时分组码性能的方法，如果其发射机采用多重SFC编码，可使SFC编码器的复数加法运算减少为：
Nadd＝2N*(log2 N)-N (f2)乘法运算减少为：
Nmulti＝2N*(log2 N) (f3)与此相应，接收机采用多重SFC解码，可使SFC解码器的复数加法运算也减少为式(f2)中的Nadd，乘法运算也减少为式(f3)中的Nmulti；而一般SFC编解码器的复数加法运算为：Ngeneral-add＝N*N-N；乘法运算为：Ngeneral-multi＝N*N；这样，当N较大时，本发明中SFC编解码器的运算量也大大小于现有SFC编解码器的运算量。
附图说明：
图1是结合SFC的空时分组码设计发射机示意图；
图2是结合SFC的空时分组码设计接收机示意图；
图3是结合SFC的空时分组码设计发射机N(＝8)正交频率上沃而什码分配示意图；
图4是N(＝8)频率多重编码SFC编码器结构示意图；
图5是N(＝8)频率多重编码SFC解码器结构示意图；
图6是多重编码SFC空时分组码与一般空时分组码OFDM及STF BC系统性能比较图。
具体实施方式：
以下结合附图说明本发明的实施例。
实施例1：
本实施例以一个设载波数为N＝8的两天线发射的发射机和两天线接收的接收机为例来进行说明。
则本实施例提高频率选择性慢衰落信道下空时分组码性能的发射机，将输入数据1经过串并转换模块2转换成N(N＝8)路不同的低速率数据；空时分组码编码模块5把N(N＝8)个频率上的编码数据分别调制到两个天线的IFFT变换模块6，IFFT变换后的数据分别由两个天线发送出去；
通过串并转换模块2后的每路数据都经过一个SFC编码模块3进行SFC编码，SFC编码器使用不同的沃而什码区分每路数据，每路数据与对应的沃而什码相乘后的数据分别调制到N(N＝8)个频率上，复信号叠加模块4对N路SFC编码数据在N(N＝8)个频率上分别进行简单叠加，叠加后的数据作为空时分组编码模块5的输入数据。
本实施例的发射机采用多重SFC编码对通过串并转换模块2后的每路数据进行SFC编码：SFC编码模块3采用哈德码矩阵
H2=111-1---(f1)]]>
产生的沃而什码作为扩展频率码进行SFC编码，复信号叠加模块4为N路的两信号的叠加，此时的多重SFC编码器7由N2(N2=4)]]>路由沃而什码长度为2的SFC编码器3及长度为2的复信号叠加模块4组成的沃而什码长度为2的SFC编码器子单元的log2N(log2N＝3)次级联而成；每个沃而什码长度为2的SFC编码器子单元在第m(m＝1，2，3)次编码时分别对频率间隔为Iencode＝2m-1的两个频率上的数据进行SFC编码。
与此相应，本实施例的提高频率选择性慢衰落信道下空时分组码性能的接收机，其两个接收天线上的FFT模块8分别将接收数据变换到频率域上；模块9提供准确的信道及其参数估计；两个接收天线上的解码后N(N＝8)个频率上的数据通过并串转换模块13得到接收解码数据14进行后续处理；
对每个接收天线，空时分组码解码模块10根据模块9提供的信道及其参数信息，对经过FFT模块8后N(N＝8)个频率上的数据进行空时分组码解码，空时分组解码后的两天线接收数据通过合并器11进行最大比合并器，SFC解码器模块47对N(N＝8)个频率上的合并后数据做SFC解码，复信号叠加模块48对N(N＝8)个频率上的数据进行数据叠加，根据不同的沃而什码得到N路数据，作为并串转换模块13的输入数据。
当本实施例的发射机采用多重SFC编码对通过串并转换模块2后的每路数据进行SFC编码时，则本实施例的接收机也须采用多重SFC解码，即：SFC解码器模块47采用式(f1)哈德码矩阵产生的沃而什码作为扩展频率码进行SFC解码，复信号叠加模块48为N(N＝8)路两信号的叠加，此时的多重SFC解码器12由N2(N2=4)]]>路由沃而什码长度为2的SFC编码器47及长度为2的复信号叠加模块48组成的沃而什码长度为2的SFC解码器子单元的log2N(log2N＝3)次级联而成；每个沃而什码长度为2的SFC解码器子单元在第m(m＝1，2，3)(m＝1，2，3)次解码时分别对频率间隔为Idecode＝23-m的频率上的数据进行SFC解码。
本实施例的发射机采用多重SFC编码，编码次数为log2N(log2N＝3)；第一次编码，信号15采用式(f1)第一行①，信号16采用式(f1)第二行②作为扩展频率码对第一，二频率上的数据进行相乘，叠加调制到两个频率上，信号17，18，信号19，20，信号21，22做相应的操作调制到第三到第八个频率上；第二次编码，频率一，三上的信号分别采用式(f1)第一行①，第二行②作为扩展频率码对数据进行相乘，叠加调制到两个频率上，频率二，四，频率五，七，频率六，八上的信号做相应的操作调制到相应的频率上；第三次编码，频率一，五上的信号分别采用式(f1)第一行①，第二行②作为扩展频率码对数据进行相乘，叠加调制到两个频率上，频率二，六，频率三，七，频率四，八上的信号做相应的操作调制到相应的频率上；
经过多重SFC编码模块7后得到频率一上的数据信号23，频率二上的数据信号24，频率三上的数据信号25，频率四上的数据信号26，频率五上的数据信号27，频率六上的数据信号28，频率七上的数据信号29，频率八上的数据信号30。
假设频率一的数据信号23可以用{S[n]，n＝1，2…Ns}表示，这里Ns为每帧的数据长度，则空时分组码编码模块5处理后每个空时分组码块数据为：
S[n]S[n+1]-S*[n+1]S*[n]---(f4)]]>
其中，S*[n]表示S[n]信号的复共轭第一行对应第一个天线在两个时间间隔内的数据，第二行表示第二个天线在两个时间间隔内的数据；其它频率上的数据信号以此类推。
本实施例的发射机采用多重SFC编码，使用了2*3*8-8＝40次复数加法运算和2*3*8＝48次实常数乘法运算，分别小于一般SFC编码器8*8-8＝56次复数加法运算和8*8＝64次实常数乘法运算。
与此相应，本实施例的接收机也须采用多重SFC解码，解码次数为log2N(log2N＝3)；第一次解码，信号31采用式(f1)第一行①，信号35采用式(f1)第二行②作为扩展频率码对第一，五个频率上的数据进行相乘，叠加调制到两个频率上，信号32，36，信号33，37，信号34，38分别做相应的操作调制到各个频率上；第二次解码，频率一，三上的信号分别采用式(f1)第一行①，第二行②作为扩展频率码对数据进行相乘，叠加调制到两个频率上，频率二，四，频率五，七，频率六，八上的信号做相应的操作调制到相应的频率上；第三次解码，频率一，二上的信号分别采用式(f1)第一行①，第二行②作为扩展频率码对数据进行相乘，叠加调制到两个频率上，频率三，四，频率五，六，频率七，八上的信号做相应的操作调制到相应的频率上；
经过多重SFC解码模块11后，得到频率一上的数据信号39，频率二上的数据信号40，频率三上的数据信号41，频率四上的数据信号42，频率五上的数据信号43，频率六上的数据信号44，频率七上的数据信号45，频率八上的数据信号46。
本实施例的接收机采用多重SFC解码，使用了2*3*8-8＝40次复数加法运算和2*3*8＝48次实常数乘法运算，分别小于一般SFC解码器8*8-8＝56次复数加法运算和8*8＝64次实常数乘法运算。
本实施例可推广到N＝2M(M是正整数)，两天线发射的发射机和任意天线接收的接收机；此时，采用结合扩展频率编解码方式空时分组码设计，发射机先对正交频率上的数据先进行扩展频率编码，再对各频率上的叠加数据空时分组编码，然后经逆傅立叶变换后由各天线发送出去；接收机各天线先对接收数据做傅立叶变换，经空时分组解码及合并，再做扩展频率解码，并串转换得到原始数据。
本实施例推广到N＝2M(M是正整数)，两天线发射的发射机和任意天线接收的接收机；也可以采用多重扩展频率编解码方式对各正交频率上的数据进行M次编解码以达到简化运算量的目的，而且N越大，效果越明显。
为了评估本发明提高频率选择性慢衰落信道下空时分组码性能的发射机和接收机的性能，对N(N＝8)频率，两天线发射，两天线接收的系统进行计算机仿真。仿真中采用的无线信道模型为：假设频率选择性信道可看成一个L抽头的FIR滤波器，它的冲击响应为：
g(t)=Σi=0L-1h(t)δ(t-τi),]]>其中，δ(t)是狄拉克函数，h(t)是零均值，方差为1的复高斯变量；经过FFT后在每个子载波上的衰落因子为：G(Ωk)=1LΣi=0L-1h(i)e-j2πN*k*i,]]>其中，0≤k≤N-1代表第k个子载波。则可知|G(Ωk)|是方差为1的瑞利分布。
结合SFC空时分组码与一般空时分组码OFDM及STF BC系统性能如附图6所示：假设频率选择性信道抽头数L＝2，采用16QAM数字调制方式；图中横坐标为用db表示的平均信噪比，纵坐标为接收信号的平均误信息率；图中曲线A表示结合SFC空时分组码的性能曲线，曲线B表示STF BC(文献“Novel design of STBC for OFDM/OFDMA using Frequencydiversity”中的方法)的性能曲线，曲线C表示一般空时分组码OFDM系统的性能曲线；可以看出，发射和接收端都采用两个天线的结合SFC空时分组编码和STF BC的性能都好于一般的空时分组码OFDM系统的性能，这是因为前两种方式都利用了选择性信道固有的频率分集增益，而由于扩展频率编码(SFC)使每路数据都经过了各个频率，较有效地获得了所有频率上的频率分集增益，相对于STF BC，结合SFC空时分组码设计能保持相同的发射信息速率，不降低带宽利用率，而且性能更好。