自动频率校正方法及用于3G无线通信分时双工模式的装置 【技术领域】
本发明属于无线通信领域。更特定而言之，本发明属于第三代无线通信领域里的分时双工(TDD)领域，和在一个无线通信系统接收机里进行频率偏差检测和校正相关。
背景技术
在一个典型的无线通信系统里，发射机和接收机的本地振荡器频率不一致会导致数据传送不能进行。另外，由于很多系统利用接收机和发射机使用同一个本地振荡器的功能，频率偏差较大会导致显著的带外干扰。
为了克服这一问题，先前的系统使用了相位的偏差检测或应用离散傅里叶(Fourier)转换来估测频率偏差并对本地振荡器进行一次工作频率更新。但是，以前的这些系统不是忽略了多径干扰效应就是把AFC与一个RAKE接收机相组合。因此，这些先前技术对使用多用户侦测而不带RAKE接收机的系统是不适用的。
【发明内容】
本发明能用来侦测和校正一个无线通信系统里接收机的振荡器频率偏差。另外，本发明在有多径干扰的情况下仍有健壮的性能。还有，本发明在克服干扰的同时还能利用与大量延迟扩散相关的分散性增益。还有，本发明还能对抗小区间和小区内地干扰源，在同时有射频载波偏差和取样时钟偏差的情况下仍能有效运作。同时，本发明对那些使用多用户检测算法而没有RAKE接收机的系统具有适应调整速度和功能，并能在间断性引导信号下操作。
本发明包含一个频率估测器，该估测器有块相关器、共轭乘积与加和块、累积块、多径检测和一回路滤波器(自适应带宽)。多径检测包含一个搜寻块、限值临界值检测块和一用于将多径组件组合起来的块。
【附图说明】
本发明可从以下的描述和图式中得到理解，这些图式的相似组件被设计具有相似的数字符号，而其中：
图1是采用本发明的技术的一自动频率控制(AFC)算法的一方块图。
图2为显示本发明的频率估测算法的一方块图。
图3和图4为示意图，显示图2中每个块相关器所包含的结构。
图5为示意图，详细显示图2里的共轭乘积与加和块。
图6为示意图，显示图1里的回路滤波器块的细节。
图7为流程图，显示图2装置所执行算法。
【具体实施方式】
图1是闭合回路自动频率控制(AFC)10的方块图，其中一接收信号Rx在乘法器12处由一电压控制振荡器(VCO)14降至(reduced to)基带。接收基带信号Rx在16处进行从模拟到数字(ADC)的转换，在18处接受自动增益控制(AGC)，然后通过一个余弦平方根(RRC)滤波器20。
在经过22处的小区搜寻和24处的频率估算后，施加该频率估算值予回路滤波器26。这一数字输出在28处从数字转换为模拟(DAC)信号，以调整电压控制振荡器VCO 14的频率，该频率也用于传送，其中基带(BB)Tx数据经过数字-模拟转换器(DAC)30的转换而变为模拟信号，该模拟信号用来调制在乘法器32处由电压控制振荡器VCO 14所提供的载波频率。
图2是显示频率估测块24所执行的各步骤的方块图，它详细显示了频率估测算法。
开始时，频率估测算法于24-1处使用一个已知的参考值(中间码(midamble))执行接收信号样本的四(4)个块相关的运算。这四个块相关器的输出值在24-2连续地共轭相乘，产生三(3)个复数，这三个复数的角度代表从一个相关器依次至另一个相关器的相位移动。这三个共轭乘积然后相加，产生一个方差小一些的相位变化估测值。累积块24-3的输出值是窗口延滞的一个函数，即，N个帧后累积下来的值。在N个帧的数据处理后，在24-4处从累积值D(i)中搜寻出绝对值最大的三个值，D0(最大)、D1和D2。在24-5处计算出这些值的大小以得到三个最大的D(i)值。
然后在24-6处根据峰值(D0)的大小提供一个侦测临界值。如果第二和第三个最大成分值的大小超过了该临界值，就认为它们大得足以包括在频率估算计算中。
在执行了临界值侦测后，留存下来的多径组件在24-7处进行一致的加和运算，以得到一个复数，该复数的角度可用来作为相关器块之间的相位变化的一个估值。用块24-8和24-9进行频率估测计算，这一运算用到两(2)个近似计算，在下文中有描述，这可避免直接的三角计算。
图3显示了滑动窗口块的相关操作。由于中间码(midamble)的第一部分会因第一数据丛发(burst)的多径干扰而可能是坏的，因而要用中间码(midamble)的后456个码片来进行频率估算。所搜寻的窗口包括49个超前的、49个滞后的和0个滞后校准。滑动窗口块相关器要执行处理的总样本数为1108个。在一个3GPP TDD通信系统里，10毫秒的等长帧有十五(15)个等长的时隙，每个时隙有2560个码片。
在每个延滞段，四个B码片(2B样本)进行相关操作，如图3中所显示。
图4详细显示了产生的第一个块相关器。如图4中所显示，每个接收到的样本都与一个已知的中间码(midamble)进行相关运算，并与下一个相关值进行加和运算。
图5显示了24-2处的共轭乘积和加和运算，这些运算是对24-1处的滑动块窗口相关器的输出进行的处理。相关器输出的R是个复数向量，代表接收样本的中心，去掉其中的中间码(midamble)调制。接下来一步是要估算从一个相关器到下一个相关器的相位变化，这一估算通过计算两个连续的相关器输出的共轭乘积而得到。每个共轭乘积运算的输出是一个复数向量，其角度大约等于从一个相关中心到下一个相关中心的相位变化。从乘积电路P1、P2及P3处得到的三个共轭乘积在S1和S2处相加，这样就得到的从一个相关器到下一个相关器相位变化的一较小方差的估计值
共轭乘积和加和块24-2的D(i)值要经过N个中间码(midamble)之后的累积，才计算一个频率估算。
累积时间常数N的初始值设为10，然后依最近一次估算的频率偏差的绝对值来决定。N值的选取要使频率估算的方差最小，而同时又要避免估算间隔里有显著的漂移。
在N个中间码(midamble)已通过滑动窗口相关器24-1、共轭乘积，和加和24-2以及累积器24-3处理后，进行一次搜索以找到一延滞i，以使 D(i)值达最大。由于可能有多个可解的多径组件，将寻找三(3)个最大的路径，路径寻找的数量多少取决于在信号对噪音比(SNR)的改善和硬件复杂程度增加之间来个折衷。
由于有可能只有一个可解多径组件，将测试第二(D1)和第三最大(D2)组件看有没有效。如果D1和D2大小的平方大于DO大小的平方的一半，则认为它们是有效的。因此D1和D2如果大于就接受它们，否则不接受。
符合上述要求的多径组件然后将在24-7处组合为一个复数向量，其角度是一个块时间里载波偏移相位变化的估算值。
为了从多径组合输出中解析出角度信息，该复变量将缩取单位值大小，并对该复数的绝对值取近似值，近似运算按以下进行，复数向量的虚数部份等于复数向量的自变量，则复数向量的自变量等于θ，而如果θ远小于1(θ＜＜1)且复数向量的绝对值为1。
该近似方法简化了算法的实现，减轻了要进行三角运算的必要性，而近似法所导致的误差因AFC算法收敛(θ→1)而接近于零。
回路滤波器26处理估计的频率偏差ε并执行一个积分运算以得到v(t)，其表达式如下：v(t)＝v(t-1)+λε(t)。
这在图6中也加以描绘，其中输入ε施加于一具有增益为-1的放大器并在加法器S处与先前在DN处得到的值v(t-1)相加。
要注意的是，只有在误差ε在前一个块中抛弃后才执行积分运算。因此，v的值在经过N个的中间码(midamble)处理后会改变。可使用一个收敛侦测算法(CDA)来判断是否收敛。
方法之一是将24-9输出处产生的频率估值与一个临界值比较，如果估计的频率偏差小于|α|，则认为已取得收敛。该算法应该是无记忆的，因为收敛与否只根据频率偏差的当前估算。
另一种办法是当两个(2)连续的频率估值都低于侦测临界值α时就认为收敛。亦或者，两个频率估值可不必连续。
再或者，如果频率估值的两点滑动平均低于侦测临界值，则认为收敛，或者把24-9处得到的最近的两个频率估值连续取平均并将它们与一个临界值进行比较。
至于块24-6所使用的最优侦测临界值，根据已经进行过的测试，相对侦测临界值的最佳选择是0.56(即，0.56D(o))，这个选值提供在0.65秒的收敛时间内以p＝O.99的机率来改善。
回路增益λ的最佳选择取决于信号对噪音比SNR和信道情况。回路增益的最佳选值为0.26，它可使信号对噪音比SNR为-3dB和有两个(2)活动中间码(midamble)的AWGN信道的成功机率有显著提高。
为了防止在累积间隔期间损失一致性，N和估算的频率偏差之间的关系已经予以调整。提高的值可防止在累积期间时钟漂移超过0.25个码片，N的值是绝对频率偏差的一个函数，频率偏差在6000与0之间，而N在1至30之间变化。绝对频率偏差越低，则累积的中间码(midamble)数N越大。
根据对在相关器操作阶段使用中间码(midamble)的456个码片与使用512个码片的比较，现已认定对于所有的3 WG4测试信道，使用全部512个中间码(midamble)码片比较好。其中，取消中间码(midamble)的前面56个码片由信号对噪音比SNR降低0.5dB作为补偿，其原因是最先接收到的56个码片会因为一开始的数据丛发(burst)产生多径干扰而可能损坏。例如，对于一丛发(burst)类型1，每个时隙有两组的数据码元，每组有976个码片，两(2)组由512片的中间码(midamble)隔开，并且在每两(2)组的数据码元之间有一96片的保护段。
在以前，所搜寻的窗口会有49个超前的码片、49个滞后的码片，但没有(即0)个滞后校准片。在有总共10个码片时超前路径搜寻更为合理，在这样的情况下，滑动窗口块相关器所需处理的样本总数为1142个样本，这时的窗口尺寸减小即使在最糟糕情况(情况2)的多径WG4信道模式下还是可接受的，在该情况下的最大可解析路径比直接路径延迟46Tc。
在块24-6和24-7中使用的多径组合方式之一，其中在只有两条路径可留存的情况下，让最大的路径D0的权重是第二最大的两倍，另一种多径组合的方法是把这两条路径经过相同增益的处理，这两种方式比较后发现，在WG4情况1下相同增益组合方式的表现稍微要好些，但在其它情况下两者的表现一样，因此在只有D(0)和D(1)组合时，方式二应为首选。
本发明也可使用另一种估算相位差的方法来实施(该方法基于一由多个多路径组件组成的复合体)。在这种情况下，相位估算仍将包括一个与该发明中用到的相关大小类似的品质测量。
用于调整累积周期(适应调整率)的方法也可应用于相关块大小的调整。对于较大的频率偏差，最好使用较小的相关块尺寸，这样可使在估算过程中减少混淆和损失一致性的可能性。随着频率偏差的减少，相关块的大小可增加，以提高相关的处理增益和得到更精确的频率偏差估值。