基于3DSPWM的混合箝位式三电平三相四线制光伏系统.pdf

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1、(10)申请公布号 CN 103023070 A (43)申请公布日 2013.04.03 CN 103023070 A *CN103023070A* (21)申请号 201210594677.3 (22)申请日 2012.12.31 H02J 3/38(2006.01) H02M 7/483(2007.01) (71)申请人 山东大学 地址 250061 山东省济南市历城区山大南路 27 号 (72)发明人 陈阿莲 杜超 张承慧 (74)专利代理机构 济南圣达知识产权代理有限 公司 37221 代理人 张勇 (54) 发明名称 基于 3D-SPWM 的混合箝位式三电平三相四线 制光伏系统 (。

2、57) 摘要 本发明涉及一种基于 3D-SPWM 混合箝位式三 电平三相四线制光伏系统。它采用 3D-SPWM 控制 方式， 有效降低系统漏电流， 保证中点电位平衡， 保证光伏系统独立运行时输出三相电压的平衡以 及保证并网运行时三相并网电流的平衡。 此外， 通 过对零序分量的控制可以有效降低中线电流。它 包括并联的三相桥臂， 每个桥臂包括四个串联的 IGBT 管， 各相桥臂的中点经滤波器与相应电阻连 接， 各电阻接地 ； 在并联的各桥臂输入端并联有 串联的一对电容 C1、 电容 C2， 电容 C1、 电容 C2 与 采集光伏阵列连接 ； 在各桥臂中第一 IGBT 管和第 四 IGBT 管间串接。

3、一对二极管， 所述电容 C1、 电容 C2 的中点接地， 同时在各对二极管上还并联箝位 电容 Cxi， 其中 i=a， b， c ； 所述各 IGBT 管由控制电 路采用 3D-SPWM 方式控制， 平衡中点电位。 (51)Int.Cl. 权利要求书 1 页 说明书 6 页 附图 11 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 1 页 说明书 6 页 附图 11 页 1/1 页 2 1. 一种基于 3D-SPWM 混合箝位式三电平三相四线制光伏系统， 它包括并联的三相桥 臂， 每个桥臂包括四个串联的 IGBT 管， 各相桥臂的中点经滤波器与相应电阻连接， 各电。

4、阻 接地 ； 在并联的各桥臂输入端并联有串联的一对电容 C1、 电容 C2， 电容 C1、 电容 C2 与采集 光伏阵列连接 ； 在各桥臂中第一 IGBT 管和第四 IGBT 管间串接一对二极管， 其特征是， 所述 电容 C1、 电容 C2 的中点接地， 同时在各对二极管上还并联箝位电容 Cxi， 其中 i=a， b,c ； 所 述各 IGBT 管由控制电路采用 3D-SPWM 方式控制， 平衡中点电位。 2. 如权利要求 1 所述的基于 3D-SPWM 混合箝位式三电平三相四线制光伏系统， 其特征 是， 系统独立运行时， 所述滤波器采用 LC 滤波电路， 系统并网运行时采用 LCL 滤波电路。

5、， 其 中的电容接地。 3. 如权利要求 1 所述的基于 3D-SPWM 混合箝位式三电平三相四线制光伏系统， 其特征 是， 所述控制电路包括依次连接的调理电路、 采样电路、 控制电路和驱动电路， 调理电路采 集光伏阵列的直流电压 Vdc、 直流电流 Idc 以及滤波器输出的三相电压 Va、 Vb、 Vc 和三相电 流信号 ia、 ib、 ic， 三相电压 Va、 Vb、 Vc 还送入锁相电路， 锁相电路与控制电路连接， 控制电 路还设有保护电路 ； 驱动电路输出 PWM 控制各相桥臂中相应 IGBT 管的开通与关断。 4. 如权利要求 3 所述的基于 3D-SPWM 混合箝位式三电平三相四线。

6、制光伏系统， 其特征 是， 所述控制电路采用 FPGA 模块， 在并网运行模式时， 采样得到的三相并网电流 ia、 ib、 ic 和锁相电路得到的电网电压的相位信息进行坐标变换， 即由三相静止 a-b-c 坐标系变换为 三维旋转坐标系 d-q-0， 进而得到三相并网电流的 d 轴有功、 q 轴无功、 0 轴零序分量 ； 零序 电流分量的给定值 i0* 为 0， 这一给定分量和实际得到的零序分量进行比较后经 PI 调节器 得到控制量 V0； 无功分量的给定量 iq* 也为 0， 这一给定量和实际得到的无功分量进行比较 后经 PI 调节器得到控制量 Vq； 有功分量的给定 id* 由直流电压给定和。

7、实际母线电压比较后 经 PI 调节器后得到控制量 Vd， 而直流电压的给定来源于 MPPT 算法的输出 ； V0、 Vq、 Vd再经经 过坐标反变换得到三相静止坐标系下的调制量， 产生输出的三相电压信号 Va-m、 Vb-m、 Vc-m到 驱动电路， 驱动电路输出 PWM 信号。 5. 如权利要求 4 所述的基于 3D-SPWM 混合箝位式三电平三相四线制光伏系统， 其特征 是， 所述直流电压不低于 600V， 如果给定量低于 600V， 则强制给定量为 600V。 6. 如权利要求 3 所述的基于 3D-SPWM 混合箝位式三电平三相四线制光伏系统， 其特征 是， 所述控制电路采用 FPGA。

8、 模块， 在独立运行时， 采样得到的瞬时相电压 Va、 Vb、 Vc由三相静 止坐标系 a-b-c 变换到三维旋转坐标系 d-q-0， 从而得到实际量 Vd、 Vq、 V0； 零序电压分量的 给定值应为 0， 这一给定量 V0* 与实际量进行比较后经 PI 调节器得到控制量 V0_inv ； q 轴给 定量 Vq* 为 0， 这一给定量与实际量进行比较后经 PI 调节器得到控制量 Vq_inv ； 对于 d 轴 分量， 令d轴分量的给定量Vd*=1， 标幺值， 基值为220V， 这一给定量与实际量比较后经PI调 节器得到控制量 Vd_inv ； 最后将得到的三个控制量经过坐标反变换得到三相静止。

9、坐标系下 的调制量， 此调制量被送到驱动电路生成 PWM 信号。 权 利 要 求 书 CN 103023070 A 2 1/6 页 3 基于 3D-SPWM 的混合箝位式三电平三相四线制光伏系统 技术领域 0001 本发明涉及一种基于 3D-SPWM 的混合箝位式三电平三相四线制光伏系统。 背景技术 0002 三电平逆变器具有耐压高， 开关应力小， 输出波形质量高等特点在高压大功率场 合具有很广泛的应用。随着光伏产业的迅速发展， 三电平乃至更多电平逆变器逐渐应用于 光伏发电系统之中。但是对于非隔离的传统二极管箝位型三电平逆变系统， 其中点电位的 平衡、 系统漏电流以及抗三相负载不平衡等问题很难。

10、同时得到很好的解决。而对于级联非 隔离三电平光伏逆变系统， 由于其需要多路独立电源 （一般是独立的光伏电池板） ， 这样每 一路独立光伏电池板与大地之间都存在寄生电容， 这样系统漏电流的抑制变得更加复杂与 困难。另外， 对于级联三电平光伏系统， 由于每一路电池模组都有其自己的 MPPT 控制， 这样 容易导致三相并网电流的不平衡， 因此需要增加额外的控制算法， 这极大降低了系统的可 靠行与实时性。 0003 三相四线制传统二极管箝位型逆变器在有源滤波、 特种电源等领域得到了广泛的 应用， 此种结构的三电平逆变器需要复杂的 3D-SVPWM 控制算法， 还要考虑中点电位平衡 问题， 这样会造成系。

11、统控制复杂度增加， 严重影响系统可靠性。再者， 有文献指出三相四 线制系统中 3D-SVPWM 和 3D-SPWM 是归一的， 即从控制性能指标方面两者没有什么区别。 3D-SVPWM 控制的复杂度明显高于 3D-SPWM， 但是对于三相四线制二极管箝位型逆变器， 其 中点电位的控制需要分析各个矢量对中点电位的影响， 而 3D-SPWM 则由于灵活性较差使得 其控制中点电位的平衡变得困难。因此， 对于此类结构的逆变器， 只能采用 3D-SVPWM 才能 达到预期的效果。总之， 三相四线制传统二极管箝位型逆变器的控制过于复杂， 实现困难。 发明内容 0004 为了解决上述问题， 本发明提出了一种。

12、基于 3D-SPWM 混合箝位式三电平三相四线 制光伏系统。它采用 3D-SPWM 控制方式， 不仅可以有效降低系统漏电流， 保证中点电位平 衡， 并且可以保证光伏系统独立运行时输出三相电压的平衡以及保证并网运行时三相并网 电流的平衡。此外， 通过对零序分量的控制可以有效降低中线电流。 0005 为实现上述目的， 本发明采用如下技术方案 ： 0006 一种基于 3D-SPWM 混合箝位式三电平三相四线制光伏系统， 它包括并联的三相桥 臂， 每个桥臂包括四个串联的 IGBT 管， 各相桥臂的中点经滤波器与相应电阻负载连接， 各 电阻负载接地 ； 在并联的各桥臂输入端并联有串联的一对电容C1、 电。

13、容C2， 电容C1、 电容C2 与采集光伏阵列连接 ； 在各桥臂中第一IGBT管和第四IGBT管间串接一对二极管， 所述电容 C1、 电容C2的中点接地， 同时在各对二极管上还并联箝位电容Cxi， 其中ia， b,c ； 所述各 IGBT 管由控制电路采用 3D-SPWM 方式控制， 平衡中点电位。 0007 所述滤波器采用 LC 滤波电路， 其中的电容公共端接地。 0008 所述控制电路包括依次连接的调理电路、 采样电路、 控制电路和驱动电路， 调理电 说 明 书 CN 103023070 A 3 2/6 页 4 路采集光伏阵列的直流电压 Vdc、 直流电流 Idc 以及滤波器输出的三相电压。

14、 Va、 Vb、 Vc 和三 相电流信号 ia、 ib、 ic， 三相电压 Va、 Vb、 Vc 还送入锁相电路， 锁相电路与控制电路连接， 控 制电路还设有保护电路 ； 驱动电路输出 PWM 控制各相桥臂中相应 IGBT 管的开通与关断。 0009 所述控制电路采用 FPGA 模块， 在并网运行模式时， 采样得到的三相并网电流 ia、 ib、 ic 和锁相电路得到的电网电压的相位信息进行坐标变换， 即由三相静止 a-b-c 坐标系 变换为三维旋转坐标系 d-q-0， 进而得到三相并网电流的 d 轴有功、 q 轴无功、 0 轴零序分 量 ； 零序电流分量的给定值 i0* 为 o， 这一给定分量。

15、和实际得到的零序分量进行比较后经 PI 调节器得到控制量 V0； 无功分量的给定量 iq* 也为 0， 这一给定量和实际得到的无功分量进 行比较后经 PI 调节器得到控制量 Vq； 有功分量的给定 id* 由直流电压给定和实际母线电压 比较后经 PI 调节器后得到控制量 Vd， 而直流电压的给定来源于 MPPT 算法的输出 ； V0、 Vq、 Vd 再经经过坐标反变换得到三相静止坐标系下的调制量， 产生输出的三相电压信号 Va-m、 Vb-m、 Vc-m到驱动电路， 驱动电路输出 PWM 信号。 0010 所述直流电压不低于 600V， 如果给定量低于 600V， 则强制给定量为 600V。 。

16、0011 所述控制电路采用 FPGA 模块， 在独立运行时， 采样得到的瞬时相电压 Va、 Vb、 Vc由 三相静止坐标系 a-b-c 变换到三维旋转坐标系 d-q-0， 从而得到实际量 Vd、 Vq、 V0； 零序电压 分量的给定值应为0， 这一给定量V0*与实际量进行比较后经PI调节器得到控制量V0_inv ； q轴给定量Vq*为0， 这一给定量与实际量进行比较后经PI调节器得到控制量Vq_inv ； 对于 d 轴分量， 令 d 轴分量的给定量 Vd*=1， 标幺值， 基值为 220V， 这一给定量与实际量比较后经 PI调节器得到控制量Vd_inv ； 最后将得到的三个控制量经过坐标反变换。

17、得到三相静止坐标 系下的调制量， 此调制量被送到驱动电路生成 PWM 信号。 0012 本发明由于是三相四线制结构， 为了取得良好的控制效果， 系统独立运行时需要 对三相输出电压的零序分量进行控制以保证三相电压的高度平衡， 而系统并网运行时需要 对三相并网电流的零序分量进行控制以保证三相并网电流的高度平衡， 并有效降低系统中 线电流。 0013 本发明的有益效果是 ： 对于三相四线制结构， 只要能够保证中点电位的平衡就可 以保证系统具有较小的漏电流， 相关的公式推导在下一部分给出。对于普通的二极管箝位 型三相四线结构， 中点电位的控制十分复杂， 很难保证其可靠平衡， 所以系统的漏电流不易 控制。

18、。对于混合箝位型三相四线制结构， 由于直流侧电容以及箝位电容以及负载回路之间 的充放电， 可以有效保证直流侧中点电位的平衡， 从而保证了系统具有很小的漏电流。 此系 统不仅适用于光伏发电系统， 还适用于 UPS 的设计。 附图说明 0014 图 1 为本发明系统结构图 ； 0015 图 2 为 SPWM 调制波、 载波波形 ； 0016 图 3a、 3b 为三相四线制逆变部分结构及其箝位电容充电回路 ； 0017 图 3c、 3d、 3e 为三相四线制逆变部分结构及其箝位电容放电回路 ； 0018 图 4 为系统漏电流分析图 ； 0019 图 5 为并网运行时控制方框图 ； 0020 图 6 。

19、为独立运行时控制方框图 ； 说 明 书 CN 103023070 A 4 3/6 页 5 0021 图 7 为 2D-SPWM 和 3D-SPWM 对输出电压不平衡度的影响 （独立， 负载不平衡度 20） ； 0022 图 8a 为 2D-SPWM 和 3D-SPWM 对并网电流不平衡度的影响 （并网运行） ； 0023 图 8b 为 2D-SPWM 和 3D-SPWM 对中点电位的影响 （并网运行） ； 0024 图 8c 为 2D-SPWM 和 3D-SPWM 对中线电流的影响 （并网运行） ； 0025 图 8d 为 2D-SPWM 和 3D-SPWM 对漏电流的影响 （并网运行） ； 。

20、0026 图 9a 为中点电位的实验波形图 ； 0027 图 9b 为箝位电容电压实验波形图 ； 0028 图 9c 为滤波前线电压实验波形图 ； 0029 图 9d 为滤波后相电压实验波形图 （负载不平衡度 20） 。 具体实施方式 0030 下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明。 0031 图 1 为系统结构图， 主电路为混合箝位型三电平逆变器， 直流侧中点直接与光伏 电池阵列直接相连， 滤波器为 LC 滤波电路。系统输出端与负载和三相电网相连， 三相电网 的公共端 n 和负载公共端、 滤波电容公共端以及直流侧中点相连。 0032 对于三相四线制结构， 如若采用 2D-SVPWM 控制。

21、方式， 由于最终的调制波形中包含 大量三次谐波， 则会造成滤波电容公共端输出电流iC过大 （超过10A） ， 此时若独立运行时负 载出现不平衡， 则i_n较大， 这样会使得总的中线电流i_nc过大， 进而容易造成中线过热影 响系统安全。采用 2D-SPWM 控制方式， 由于调制波形为严格的正弦波， 这样滤波电容公共端 输出就不会含有三次谐波电流， 这样就会使得 ic较小 （小于 2A） 。但是， 在系统独立运行时， 2D-SPWM 控制下输出电压的不平衡度比 3D-SPWM 控制下的要高将近 1 倍 ； 在系统并网运行 时， 2D-SPWM 控制方式不仅会造成三相并网电流不平衡度偏高 （3左右。

22、） 而且会使得 i_n 偏 大 （可达 4A 以上） ， 进而会使总的中线电流 i_nc 较大。而本系统采用的 3D-SPWM 控制方式 通过对零序分量的有效控制可以很好地解决上述问题。 相关文献给出3D-SVPWM和3D-SPWM 在三相四线制系统中的控制效果是一样的， 即此时两种方式是归一的。对于混合箝位型三 电平逆变系统， 3D-SPWM 更加合适。 0033 信号调理电路将霍尔传感器测得的相关信号进行调理， 得到采样电路可以接收的 模拟信号。AD 转换器的采样与转换由 FPGA 进行控制， 将调理好的模拟信号转换为数字量。 数字信号的处理以及坐标变换、 PI 控制、 保护、 锁相以及 。

23、3D-SPWM 控制、 PWM 产生均由 FPGA 实现， 最终生成的 PWM 信号送给驱动电路去控制 IGBT 管的开通与关断。 0034 图 2 为 SPWM 调制波、 载波波形， 图 3a、 图 3b 为三相四线制逆变部分结构及箝位电 容充电回路 ； 图 3b、 图 3c、 图 3d 以及图 3e 为三相四线制逆变部分结构及箝位电容放电回 路。具体控制方式如下 ： 0035 调制波为三相正弦波， 即 0036 ura=sint 0037 urb=sin(t-120 ) 0038 urc=sin(t-240 ) 0039 载波为在相位上相差 180的三角波， 如图 2 所示。 说 明 书 。

24、CN 103023070 A 5 4/6 页 6 0040 以 a 相为例， 开关序列生成方式如下 ： 0041 （1） 如果 UraCA1 并且 UraCA2， 则开关矢量 （Va1， Va2， Va3， Va4） =（1,1,0,0） - 矢量 P。 0042 （2） 如果 Ura 矢量 N。 0043 （3） 如果 UraCA1 并且 Ura 零矢量 O1。 0044 （4） 如果 UraCA2， 则开关矢量 （Va1， Va2， Va3， Va4） =（0， 1， 0， 1） - 零矢量 O2。 0045 箝位电容 Cxi(i a,b,c) 的增加使其零电平的获取方式不同于二极管箝位型。

25、三 电平逆变器。 对于三相系统来说中点电位的平衡主要靠直流侧电容和箝位电容的充放电来 实现的。此外三相系统箝位电容的放电回路和单相系统有较大区别， 本部分重点对箝位电 容的放电回路进行分析， 并总结出了两条结论 ： 。 0046 1、 箝位电容充电回路 0047 针对不同的矢量状态情况， 以 a 相箝位电容 Cxa 为例， 其充电情况如图 3a,3b 所 示。 0048 矢量 P ： 此时， Va1、 Va2 导通， Va3、 Va4 关断， 如果 Cxa 的电压低于 Ud/2， 则 C1 将按 照图 3a 加粗显示回路对 Cxa 进行充电。 0049 零矢量 O2 ： 此时， Va2、 Va。

26、4 导通， Va1、 Va3 关断， 如果 Cxa 的电压低于 Ud/2， 则 C2 将图 3b 加粗显示回路对 Cxa 进行充电。 0050 零矢量 O1 ： 此时， Va1、 Va3 导通， Va2、 Va4 关断， 如果 Cxa 的电压低于 Ud/2， 则 C1 将图 3a 加粗显示回路对 Cxa 进行充电。 0051 矢量 N ： 此时， Va3、 Va4 导通， Va1、 Va2 关断， 如果 Cxa 的电压低于 Ud/2， 则 C2 将按 照图 3b 加粗显示回路对 Cxa 进行充电。 0052 2、 箝位电容放电回路 0053 对于单相系统来说， N 和 O1 状态下， 箝位电容。

27、没有放电回路。三相系统情况下放 电回路比单相系统要复杂， 对于每一相来说， 箝位电容都有更多的放电回路使得其在较短 的时间内通过负载回路将多余的电放掉。 相关文献并没有对三相系统的箝位电容放电回路 给出细致地分析。图 3c,3d,3e 分别给出了混合箝位三相四线三电平逆变器箝位电容的部 分放电回路。 0054 本发明以Cxa为例对箝位电容的放电回路进行了详细标注。 以开关状态PPN,(O2) PN,(O1)PN,NPN 为例对 Cxa 的放电回路进行分析 （其中 PPN 的意思是在某一时刻， a 相矢量 P 起作用 ； b 相矢量 N 起作用 ； c 相矢量 N 起作用。相似的， (O1)PN。

28、 的意思是在某一时刻， a 相零矢量 O1 起作用 ； b 相矢量 P 起作用 ； c 相矢量 N 起作用） ， 依此推广到更多开关状态。 0055 当 Cxa 的电压高于 Ud/2 时， 这四种状态的放电回路如图 3 所示。 0056 PPN,(O2)PN ： Cxa 将沿图 3c 加粗显示回路和图 3d 加粗显示回路进行放电。 0057 (O1)PN,NPN ： Cxa 将沿图 3d 加粗显示回路和图 3e 加粗显示回路进行放电。 0058 由以上分析可得到如下结论 ： 0059 (1) 当 a 相处于开关状态 P 或者 O2 时， b、 c 两相中存在开关状态 N 即可实现 Cxa 说 。

29、明 书 CN 103023070 A 6 5/6 页 7 的放电 ； 0060 (2) 当 a 相处于开关状态 N 或者 O1 时， b、 c 两相中只要存在开关状态 P 即可实现 Cxa 的放电。 0061 满足上面两个条件的控制方法可以使得 Cxa 得以快速的充放电， 从而可以保持中 点电位和箝位电容的平衡。由分析可知， 载波移相 SPWM 控制方式符合前文分析的两个条 件， 即可以保证中点电位的平衡。 0062 图 4 为系统漏电流分析图。根据相关文献中提到的漏电流模型的建立， 本发明建 立了混合箝位式三相四线制光伏系统的漏电流模型， 如图 3 所示。其中各相的漏感分别为 L1、 L2、。

30、 L3， 中线漏感 Ln， 下面先对每一相的共模电压进行分析 ： 0063 对于 a 相， 共模电压 Vcma=(VaN+VoN)/2+(Ln-L1)/2(L1+Ln)(VaN-VoN) ； 0064 对于 b 相， 共模电压 Vcmb=(VbN+VoN)/2+(Ln-L2)/2(L2+Ln)(VbN-VoN) ； 0065 对于 c 相， 共模电压 Vcmc=(VcN+VoN)/2+(Ln-L3)/2(L3+Ln)(VcN-VoN) ； 0066 理想三相平衡系统， L1 L2=L3=L， Ln=0 ； 0067 系统总的共模电压 Vtcm=(Vcma+Vcmb+Vcmc)/3 ； 0068。

31、 综合上述分析可以得到 Vtcm=VoN/2， 因此只要保证直流侧中点电位的平衡就可以使 得系统共模电压维持在 Vdc/2 左右， 理想情况下共模电压等于 Vdc/2， 此时系统漏电流 ilk CdVtcm/dt=0， 而结合上一部分电容的充放电分析， 采用3D-SPWM方式可以比较容易实现中点 电位的平衡， 因此本发明可以有效抑制系统的漏电流， 当然考虑到实际情况中 Ln一般为接 近于零的非零数， 以及三相系统的漏感不会严格的相等， 因此实际系统的漏电流不为零， 但 是可以有效抑制在较小的范围内。 0069 图 5 为系统并网运行时控制方框图。采样得到的三相并网电流 ia、 ib、 ic 和。

32、 PLL 电路得到的电网电压的相位信息进行坐标变换， 即由三相静止 a-b-c 坐标系变换为三维旋 转坐标系 d-q-0， 进而得到三相并网电流的 d 轴 （有功） 、 q 轴 （无功） 、 0 轴 （零序） 分量。对于 零序电流分量的控制， 为了提高并网电流的平衡度并且有效降低中线电流， 零序电流分量 的给定值 i0* 为 0， 这一给定分量和实际得到的零序分量进行比较后经 PI 调节器得到控制 量 V0。为了实现单位功率因数并网， 无功分量的给定量 iq* 也为 0， 这一给定量和实际得到 的无功分量进行比较后经 PI 调节器得到控制量 Vq。有功分量的给定 id* 由直流电压给定 和实际。

33、母线电压比较后经PI调节器后得到， 而直流电压的给定来源于MPPT算法的输出， 对 于单级式光伏并网系统， MPPT 控制有许多方法， 这里就不再一一赘述， 本发明中采用的是电 导增量法。值得注意的是， 对于三相系统， 为了可靠并网其直流电压不低于 600V， 如果给定 量低于600V， 则可能导致系统无法正常并网， 这就是所谓的直流电压崩溃。 为了解决这个问 题， 可以增加一个环节， 即当直流电压小于 600V 时强制给定量为 600V， 从而可以保证直流 电压不崩溃， 当然这是以牺牲这个时候的实际最大功率输出为代价的。相关的仿真波形及 其分析将在后文给出。 0070 图 6 为系统独立运行。

34、时控制方框图。系统独立运行时， 需要保证输出三相 220V 平 衡交流电压。采样得到的瞬时相电压 Van、 Vbn、 Vcn由三相静止坐标系 a-b-c 变换到三维旋 转坐标系 d-q-0， 从而得到实际量 Vd、 Vq、 V0。对于零序电压的控制， 由于需要保证三相输出 电压的高度平衡， 从而零序电压分量的给定值应为 0， 这一给定量 V0* 与实际量进行比较后 经 PI 调节器得到控制量 V0inv。对于 q 轴分量， 由于系统独立运行时不涉及无功分量的控 说 明 书 CN 103023070 A 7 6/6 页 8 制， 因此 q 轴给定量 Vq* 为 0， 这一给定量与实际量进行比较后。

35、经 PI 调节器得到控制量 Vq_ inv。对于 d 轴分量， 为了使得输出相电压为 220V， 令 d 轴分量的给定量 Vd*=1( 标幺值， 基 值为 220V)， 这一给定量与实际量比较后经 PI 调节器得到控制量 Vd_inv。最后将得到的三 个控制量经过坐标反变换得到三相静止坐标系下的调制量， 此调制量被送到 PWM 产生模块 生成 PWM 波形。相关的仿真及其实验结果将在后文给出。 0071 图 7 为 2D-SPWM 和 3D-SPWM 对输出电压不平衡度的影响 （独立， 负载不平衡度 20） 。由此图可以看出， 在 2D-SPWM 控制下， 三相输出相电压的不平衡度 （约为 0。

36、.55） 要 比 3D-SPWM 控制下的不平衡度 （约为 0.3） 高将近一倍。因此， 由仿真结果可以看出， 三维 SPWM 控制方式在系统独立运行时可以更好的抑制三相输出电压的不平衡。 0072 在系统独立运行时， 3D-SPWM 在各方面都可以较好的控制效果， 总体效果比 2D-SPWM 控制方式要好些。当系统处于并网运行时， 3D-SPWM 控制方式的优势更加明显， 下 面结合相关仿真波形进行比较分析。 0073 图8a为2D-SPWM和3D-SPWM对并网电流不平衡度的影响 （并网运行） ， 系统在0.2s 时刻， 光伏电池阵列输出功率突然降低。从 0-0.2s 时刻， 当系统稳定并。

37、网后， 对于 2D-SPWM 方式， 并网电流的不平衡度可达 1， 而 3D-SPWM 方式下， 并网电流的不平衡度不到 0.15； 0.2s 以后， 系统稳定并网后， 对于 2D-SPWM 方式， 并网电流的不平衡度可达 3.5， 而采 用 3D-SPWM 方式， 并网电流的不平衡度不足 0.25。因此， 对于并网电流平衡度的控制， 3D-SPWM 具有十分明显的优势。 0074 图 8b 为 2D-SPWM 和 3D-SPWM 对中点电位的影响 （并网运行） ， 系统在 0.2s 时刻， 光 伏电池阵列输出功率突然降低。 从图中可以看出， 3D-SPWM控制方式对中点电位的控制效果 要比2。

38、D-SPWM控制方式好的多， 几乎没有波动， 而2D-SPWM方式下中点电位有一定范围的波 动。 0075 图 8c 为 2D-SPWM 和 3D-SPWM 对中线电流的影响 （并网运行） ， 系统在 0.2s 时刻， 光 伏电池阵列输出功率突然降低。滤波电容公共端输出电流 iC在这两种控制方式下大小基 本相等， 可以维持在 1.7A 以下， 这里不再过多讨论。但是对于电流 i_n， 在 2D-SPWM 控制方 式下， 其有效值可达 3.5A， 而在 3D-SPWM 控制方式下， 其有效值可保持在 0.4A 左右， 明显小 于前者。 0076 图 8d 为 2D-SPWM 和 3D-SPWM 。

39、对漏电流的影响 （并网运行） 。两种控制方式对漏电 流的峰值影响几乎没有差别， 都可以很好的保证系统具有很小的漏电流。 0077 图 9a 为中点电位的实验波形图。此波形为负载在 20不平衡度下 （独立运行） 的 波形， 由波形可以看出， 在直流侧总电压突变时， 直流侧电容 C1、 C2 上的电压可以同步等值 变化， 即其中点电位可以很好的保持平衡。 0078 图 9b 为箝位电容电压实验波形图。由波形可以看出， 在直流侧电压突变时， 箝位 电容 CXa、 CXb、 CXc 可以顺利地充放电至 Vdc/2。 0079 图 9c 为滤波前线电压实验波形图。由波形可以看出， 滤波前线电压呈现 +V。

40、dc/2、 0、 -Vdc/2 三种电平。 0080 图9d为滤波后相电压实验波形图 （负载不平衡度20） 。 若为三相三线制， 负载不 平衡会造成输出电压的严重不平衡， 采用三相四线制方式后， 可以有效抑制三相电压不平 衡， 同时保证其它指标符合标准。 说 明 书 CN 103023070 A 8 1/11 页 9 图 1 图 2 说 明 书 附 图 CN 103023070 A 9 2/11 页 10 图 3a 图 3b 说 明 书 附 图 CN 103023070 A 10 3/11 页 11 图 3c 图 3d 说 明 书 附 图 CN 103023070 A 11 4/11 页 12。

41、 图 3e 图 4 说 明 书 附 图 CN 103023070 A 12 5/11 页 13 图 5 图 6 说 明 书 附 图 CN 103023070 A 13 6/11 页 14 图 7 说 明 书 附 图 CN 103023070 A 14 7/11 页 15 图 8a 说 明 书 附 图 CN 103023070 A 15 8/11 页 16 图 8b 图 8c 说 明 书 附 图 CN 103023070 A 16 9/11 页 17 图 8d 图 9a 说 明 书 附 图 CN 103023070 A 17 10/11 页 18 图 9b 图 9c 说 明 书 附 图 CN 103023070 A 18 11/11 页 19 图 9d 说 明 书 附 图 CN 103023070 A 19 。