具有可调整线性度的SPS接收机 本申请要求于2007年2月27日提交的题为“A DYNAMIC LINEARITYADJUSTABLE GPS RF FRONT-END CIRCUIT BASED ON INTEGRATEDTRANSMITTER POWER(基于集成发射机功率的动态线性度可调整GPS RF前端电路)”的临时美国申请S/N.60/891,873的优先权，该临时申请已转让给本申请的受让人并通过引用纳入于此。
背景
I.领域
本公开一般涉及电子电路，尤其涉及接收机。
II.背景
接收机是接收并调理射频(RF)输入信号的电子单元。接收机可执行各种类型的信号调理，诸如低噪声放大、滤波、下变频等。
接收机的设计由于诸如性能、功耗等各种设计考虑而极具挑战性。对于许多应用而言，需要高性能来满足系统规范和/或达成良好的整体性能。接收机的性能可由诸如线性度、动态范围、和噪声性能等各种参数来表征。线性度是指放大信号而不产生大量畸变的能力。动态范围是指接收机预期处理的收到信号电平的范围。噪声性能是指接收机生成的噪声量。对于某些应用，低功耗也是高度合需的。例如，接收机可用在诸如蜂窝电话等便携式设备中，并且低功耗可延长两次充电之间的电池寿命，这是高度合需的。
因此，本领域需要能在低功耗下提供良好性能的接收机。
概述
本文中描述了能在低功耗下提供良好性能的接收机。接收机可以是用于调理接收自卫星的信号的卫星定位系统(SPS)接收机。SPS接收机可与发射机共处一地，发射机可在SPS接收机正工作的同时进行传送。来自发射机的大输出功率可能降级SPS接收机的性能。
SPS接收机可在多种模式之一下工作，这多种模式可与SPS接收机的不同偏置电流设置相关联。可基于发射机的输出功率电平来选择这些模式之一。SPS接收机可包括具有可调整偏置电流的至少一个电路块，例如低噪声放大器(LNA)、混频器、本机振荡器(LO)发生器等。每个电路块的偏置电流可基于所选模式来设置。
在一种设计中，如果发射机输出功率电平低于切换点则可为SPS接收机选择第一模式(例如，低功率模式)。如果发射机输出功率电平高于切换点则可为SPS接收机选择第二模式(例如，高线性度模式)。第二模式与第一模式相比与SPS接收机的更大偏置电流相关联。迟滞可用于在第一与第二模式之间转换。
以下更加详细地描述本公开的各种方面和特征。
附图简述
图1示出传送和接收信号的无线设备。
图2示出无线设备的框图。
图3示出发射机输出功率的概率密度函数。
图4示出无线设备内的SPS接收机的状态图。
图5示出中断产生电路的示意图。
图6示出SPS接收机内的LNA的示意图。
图7示出SPS接收机内的混频器的示意图。
图8示出SPS接收机的LO发生器的示意图。
图9示出用于操作SPS接收机的过程。
图10示出用于选择SPS接收机的模式的过程。
详细描述
图1示出能够与无线通信系统100通信的无线设备110。无线设备110也可被称为移动站、用户装备(UE)、终端、接入终端、订户单元、站等。无线设备110可以是蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、手持设备、无线调制解调器、膝上型计算机、无绳电话等。无线设备110在任何给定时刻可与系统100中的一个或多个基站120通信。基站是固定站，并且也可被称为B节点、接入点等。
一般而言，无线设备110可能能够与任何数目的无线通信系统和网络通信。术语“网络”和“系统”常被可互换地使用。例如，无线设备110可能能够与码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交FDMA(OFDMA)系统、单载波FDMA(SC-FDMA)系统等通信。CDMA系统可实现诸如通用地面无线电接入(UTRA)、cdma2000等无线电技术。UTRA包括宽带-CDMA(W-CDMA)和低码片率(LCR)。cdma2000涵盖IS-2000、IS-95和IS-856标准。IS-2000发布版本0和A常被称为CDMA2000 1X或简称为1X。TDMA系统可实现诸如全球移动通信系统(GSM)等无线电技术。OFDMA系统可实现诸如演进UTRA(E-UTRA)、IEEE 802.16、IEEE 802.20、Flash-OFDM等无线电技术。UTRA、E-UTRA、以及GSM在来自名为“第三代伙伴项目”(3GPP)的组织的文献中进行了描述。cdma2000在来自名为“第三代伙伴项目2”(3GPP2)的组织的文献中进行了描述。这些各种无线电技术和标准是本领域公知的。无线设备110还可能能够与无线局域网(WLAN)、无线私域网(WPAN)等通信。
无线设备110还能够接收来自卫星130的信号。卫星130可能属于诸如美国全球定位系统(GPS)、欧洲Galileo系统、俄罗斯Glonass系统等卫星定位系统(SPS)。GPS是具有24颗良好地间隔的环地运行的卫星的星座。每一颗GPS卫星传送用信息编码的GPS信号，该信息使得地球上的GPS接收机能测量收到GPS信号相对于时间上的任意点的到达时间。该相对到达时间测量可转换成伪距。基于对充分数目的卫星的伪距测量及其已知位置可准确地估计无线设备110的位置。
图2示出无线设备110地设计的框图。在该设计中，无线设备110包括具有一个发射机220以及两个接收机240和260的收发机218。发射机220和接收机240可用于与系统100通信。接收机260可用于接收来自卫星130的信号并且也可被称为SPS接收机。一般而言，无线设备110可包括用于任何数目的通信系统和频带的任何数目的发射机以及任何数目的接收机。在图2中所示的设计中，发射机220和接收机240被耦合至天线238，而接收机260被耦合至另一个天线258。一般而言，这些发射机和接收机可被耦合至任何数目的天线，例如，发射机220以及接收机240和260可被耦合至单个天线。
发射机或接收机可用超外差架构或直接转换架构来实现。在超外差架构中，在多级中在RF与基带之间对信号进行变频，例如，在一级中从RF变频至中频(IF)，并且随后在接收机的另一级中从IF变频至基带。在也被称为零-IF架构的直接转换架构中，在一级中在RF与基带之间对信号进行变频。超外差和直接转换架构可使用不同的电路块和/或具有不同的要求。在图2中所示的设计中，发射机220和接收机240用直接转换架构来实现，而接收机260用超外差架构来实现。
对于数据传输，数据处理器210处理要传送的数据并向收发机218中的发射机220提供模拟输出信号。在发射机220内，该模拟输出信号由放大器(Amp)222放大、由低通滤波器224滤波以去除数模转换所引起的镜像、由可变增益放大器(VGA)226放大、并由混频器228从基带上变频至RF。经上变频的信号由带通滤波器230滤波以去除上变频所引起的镜像、由功率放大器(PA)232进一步放大、路由通过双工器234、并从天线238被发射。
对于数据接收，天线238接收来自基站的下行链路信号并提供第一收到RF信号，该第一收到RF信号被路由通过双工器234并被提供给接收机240。在接收机240内，该第一收到RF信号由带通滤波器242滤波、由LNA 244放大、并由混频器246从RF下变频至基带。经下变频的信号由VGA 248放大、由低通滤波器250滤波、并由放大器252放大以获得第一模拟输入信号，该第一模拟输入信号被提供给数据处理器210。
对于SPS，天线258接收来自卫星130的SPS信号并向SPS接收机260提供第二收到RF信号。在SPS接收机260内，该第二收到RF信号由带通滤波器262滤波、由LNA 264放大、并由混频器266从RF下变频至IF。该IF信号由放大器268放大并由混频器270从IF下变频至基带。经下变频的信号由放大器272放大、由低通滤波器274滤波、并由驱动器276缓冲以获得第二模拟输入信号，该第二模拟输入信号被提供给数据处理器210。虽然在图2中未示出，但IF滤波器可被放置在混频器266与270之间并用于滤波经下变频的信号。
锁相环(PLL)282生成合需频率上的载波信号。LO发生器284接收来自PLL282的一个或多个载波信号并生成供混频器228进行上变频以及供混频器246和270进行下变频的LO信号。LO发生器286接收来自PLL 282的载波信号并生成共混频器266进行下变频的LO信号。偏置控制单元278接收针对发射机220和/或SPS接收机260的信息并生成对诸如LNA 264、混频器266、放大器268、LO发生器286等电路块的偏置控制。单元278可向这些电路块提供偏置电流或者可提供用于设置这些电路块的偏置电流的控制信号。单元278可包括寄存器、逻辑、和/或其他电路系统。
数据处理器210可包括既用于经由系统100进行数据传送和接收并且还用于SPS处理的各种处理单元。例如，数据处理器210可包括为经由发射机220发送的数据提供可选增益的数字VGA(DVGA)212。数据处理器210可包括执行用于数据传送和接收以及其他操作的各种功能的数字信号处理器(DSP)213。数据处理器210还可包括对收到SPS信号执行处理的SPS处理器214以及选择SPS接收机260的工作模式的SPS接收机(RX)模式控制器216。数据处理器210可以是诸如移动站调制解调器(MSM)等专用集成电路(ASIC)。控制器/处理器290可指导无线设备110中各种处理单元的操作。存储器292可存储供无线设备110用的数据和程序代码。
图2示出示例收发机设计。一般而言，发射机和接收机中对信号的调理可由一级或多级放大器、滤波器、混频器等来执行。这些电路块可与图2中所示的配置不同地安排。此外，图2中未示出的其他电路块也可用于在发射机和接收机中调理信号。
图2还示出示例SPS接收机设计。一般而言，SPS接收机可实现超外差架构(如图2中所示)或直接转换架构(图2中未示出)。图2中的SPS接收机设计可提供某些优点，诸如(1)用于混频器270的简单LO发生器，以及(2)用于发射机220、接收机240、和SPS接收机260的单独PLL。例如，用于混频器270的LO发生器可以用将来自基准振荡器(例如TCXO)的基准时钟除以整数比的分频器来实现。
SPS接收机260可在发射机220正活跃的同时进行操作。例如，发射机220可用于W-CDMA或cdma2000，并且可在整个呼叫期间活跃。发射机220还可用于GSM并且可在SPS接收机260正活跃的相同时间期间活跃。在任一种情形中，当发射机220和SPS接收机260同时活跃时，来自发射机220的大输出功率可能降级SPS接收机260的性能。例如，高级无线服务(AWS)频带上来自发射机220的CDMA信号和个人通信服务(PCS)频带上的外部CDMA或GSM信号可能产生大的三阶互调畸变(IM3)，其可能落在SPS频带内并且可能难以与收到SPS信号区别开。IM3的幅值可能取决于SPS接收机260的线性度。因此，SPS接收机260的线性度要求可能因来自发射机220的高输出功率而更加严格。泄漏到SPS接收机输入的大发射机功率还可能导致其他非线性，诸如二阶互调(IM2)和增益压缩，其可能显著地降级SPS接收机的性能。
SPS接收机260中的各种电路块(例如，LNA 264、混频器266、以及放大器268)可用大电流量来偏置，从而满足由来自发射机220的最大输出功率所强加的最差情形线性度要求和/或用以减少来自LO发生器286的噪声。更大偏置电流可用于(i)防止增益压缩增大SPS接收机260的噪声指数，(ii)降低LO发生器286的噪声基底，由于扰乱可相反地将LO噪声混频到SPS频带中，以及(iii)提高线性度以减少可能落入带内的IM2和IM3。以大偏置电流量来操作SPS接收机260甚至在高发射机输出功率下也能确保良好性能。然而，总是以大偏置电流量来操作SPS接收机260可能导致过度电池消耗，因为发射机输出功率可能在大多数时间都远小于最大功率。
图3示出对应3种网络测试场景的来自发射机220的CDMA信号的输出功率的3种概率密度函数(PDF)。横轴代表发射机输出功率电平，其以dBm为单位给出。对于1X，最大输出功率为+24dBm。纵轴代表每个发射机输出功率电平发生的概率。如图3中所示，以最大或高输出功率发射的概率可能相对较小。
在一方面，SPS接收机260对于不同的发射机输出功率电平可用不同电流量来偏置，从而在低功耗下达成合需线性度。一般而言，SPS接收机260可支持任何数目的模式。每一种模式可与以下相关联：(i)SPS接收机260内的电路块的不同偏置电流设置，以及(ii)其中将选择该模式的发射机输出功率电平范围。在以下详细描述的一种设计中，支持两种模式——高线性度(HL)模式和低功率(LP)模式。HL模式利用较大偏置电流来达成SPS接收机260的更好线性度，并且可在发射机输出功率较高时选择。LP模式利用较少偏置电流来降低SPS接收机260的功耗，并且可在发射机输出功率不高时选择。
切换点或阈值可用于选择SPS接收机260的HL或LP模式。切换点可影响选择LP模式的可能性以及要对LP模式使用的偏置电流量。切换点可被定义为(i)足够高，从而SPS接收机260尽可能频繁地在LP模式下工作，但(ii)足够低，从而在LP模式下使用的偏置电流量充分低。切换点可被定义为+3dBm(如图3中所示)、+5dbm、+10dbm、+15dbm等。切换点可以是静态的并且用于所有布置和所有频带。或者，切换点可对于不同网络布置、不同频带、无线设备110所观测到的不同环境等动态地变化。例如，可对无线设备110所观测到的环境生成PDF并用来选择合适的切换点。SPS接收机260内的电路块的偏置电流可基于切换点来设置。
状态机可接收关于SPS接收机260的当前状态(例如，开或关)、发射机220的当前状态、以及当前发射机输出功率电平的信息。发射机输出功率电平可基于以下来确定：(i)设置发射机220的增益并且可由图2中的处理器210或290实现的控制单元，(ii)测量发射机输出功率的功率检测器(图2中未示出)，和/或(iii)其他某个单元。例如，发射机输出功率电平可基于DVGA 212和VGA 226的增益以及PA 232的增益/范围/状态来确定。
状态机可以各种方式来接收关于发射机输出功率电平的信息。在一种设计中，状态机每当发射机输出功率电平横越切换点时就接收中断并相应地更新其状态。中断可例如由处理器210内的DSP 213、由处理器290等产生。在另一种设计中，状态机接收当前发射机输出功率电平(例如，通过周期性地轮询DSP 213)，确定发射机输出功率电平是否已横越切换点，以及相应地更新其状态。
一般而言，当发射机输出功率电平已超过切换点时快速地知晓可能是合需的，从而可快速选择HL模式以减缓归因于高发射机输出功率的降级。从HL模式转换到LP模式可能不是时间上灵敏的并且可例如通过周期性地轮询发射机输出功率来达成。
图4示出用于SPS接收机260的状态机400的设计的框图。在图4中所示的设计中，状态机400包括4种状态410、411、412和413，其还分别被标示为状态0、1、2和3。状态0、1、2和3被定义如下：
·状态0—SPS接收机260关闭，
·状态1—发射机220关闭，以及SPS接收机260处于LP模式，
·状态2—发射机220开启，以及SPS接收机260处于LP模式，以及
·状态3—发射机220开启，以及SPS接收机260处于HL模式。
状态机400可在状态0中开始，并且当SPS接收机260上电时，如果发射机220关闭则转换到状态1或者如果发射机220开启则转换到状态2。状态机400在发射机220上电时可从状态1转换到状态2。状态机400可在收到归因于发射机输出功率电平超过切换点的中断之际从状态2转换到状态3，并且可在发射机输出功率电平降到切换点以下时从状态3转换回状态2。状态机400可在发射机220掉电时从状态2或3转换到状态1，并且可在SPS接收机260掉电时从状态1、2或3转换回状态0。
图4示出用于SPS接收机260的状态机的一种设计。一般而言，可对SPS接收机260使用具有任何数目的状态以及用于在状态之间进行转换的任何触发的状态机。
在图4的设计中，LNA 264和混频器266(LNA/混频器)可在HL与LP模式之间切换，并且LO发生器286(LO Gen)也可在HL与LP模式之间切换。一般而言，SPS接收机260内的任何电路块都可在HL与LP模式之间切换。给定电路块还可在所有时间都在LP模式下工作，而不管发射机输出功率如何。
给定电路块是否在HL与LP模式之间切换可取决于发射机220的频带和/或其他因素。切换点也可取决于频带。查找表可以为每一个频带存储针对该频带的切换点以及SPS接收机260中针对该频带应在HL与LP模式之间切换的电路块的列表。
当从状态0或1转换到状态2时可执行初始化。对于初始化而言，可确定发射机220的频带，可确认将对该频带使用的切换点，并且可标识将在HL与LP模式之间切换的电路块的列表并将其提供给偏置控制单元278。可启用中断的产生，从而每当发射机输出功率超过切换点时就产生中断。
SPS接收机260可在因收到指示高发射机输出功率的中断而从状态2转换到状态3时从LP模式切换至HL模式。对于LP到HL转换，可禁用中断产生，可消隐或禁用SPS处理器214，可消隐或禁用SPS接收机260(例如，通过关闭LNA 264和/或其他电路块)并随后将其切换至HL模式，并且可开始定时器。在定时器期满之际，SPS处理器214和SPS接收机260可重新开始。消隐是指关闭电路块或处理单元。可以执行消隐以防止强干扰可能破坏当前SPS处理，例如SPS信号积分。干扰可能是因为在切换至HL模式时PLL 284被解锁。定时器持续期可被选择成充分长以允许PLL 284能重新锁定。消隐若不需要可被跳过，从而处理增益不会因缘于消隐的SPS信号损耗而降级。
当处于HL模式时，可周期性地检查发射机输出功率以确定是否可进行转换回LP模式。在一种设计中，使用时间迟滞来避免在HL与LP模式之间不断翻转。对于这种设计，从HL模式转换到LP模式可在发射机输出功率低于切换点长达L个连贯区间或轮询实例的情况下发生。L可设为3或其他某个值。时间迟滞也可用其他方式来达成。在另一种设计中，使用信号迟滞来避免在HL与LP模式之间不断翻转。对于这种设计，从LP模式转换到HL模式可在发射机输出功率电平超过高切换点的情况下发生，而从HL模式转换回LP模式可在发射机输出功率电平降到低切换点以下的情况下发生。高低切换点之差为迟滞量。也可使用时间和信号迟滞的组合来避免在HL与LP模式之间不断翻转。
对于HL到LP转换，可消隐SPS处理器214，可消隐SPS接收机260并随后切换至LP模式，并且可开始定时器。在定时器期满之际，SPS处理器214和SPS接收机260可重新开始，并且可启用中断产生以允许在必要的情况下能快速转换到HL模式。HL到LP转换的步骤(除了启用中断产生以外)还可在SPS接收机260处于HL模式时每当发射机220掉电时就执行。
发射机220的频带改变可在SPS接收机260活跃时发生。在这种情形中，可针对该频带改变临时禁用发射机220，这随后可导致转换到图4中的状态1。当发射机220在新频带上被启用时可执行以上描述的初始化。初始化可针对新频带更新切换点和HL/LP电路配置。
发射机220可被启用但仅在一部分时间中活跃地传送。例如，IS-95支持在以低于最大速率的速率发送数据时穿孔一些比特。针对被穿孔的比特发射机220可被消隐(例如，施加0信号值)。在W-CDMA中，无线设备110可在压缩模式下工作，其中发射机220在已知传输间隙期间不传送以供接收机240作出测量。在GSM中，发射机220可在一些时隙中活跃，而接收机240可按TDM方式在其他一些时隙中活跃。在任一种情形中，当发射机220并非持续传送时，可如发射机220正持续活跃那样确定发射机输出功率。这可以通过在发射机220正活跃地传送时检查发射机输出功率并且在发射机220并非活跃地传送时忽略时间区间来达成。这可以避免由于在其中发射机220短暂地不活跃的时间瞬间检查发射机输出功率而简单地将SPS接收机260切换至LP模式。
发射机输出功率可基于发射机增益控制字(TX_增益)和PA 232的范围(PA_R)来确定。TX_增益可包括发射机220中所有可变增益电路块的增益，例如DVGA 212和VGA 226的增益。PA 232可在多个PA范围之一中工作。每个PA范围可与PA 232的特定增益相关联并且可用于发射机输出功率电平的特定范围。发射机输出功率电平与TX_增益和PA_R的组合之间的映射可在校准期间确定并存储在查找表中。该映射可取决于频带、信道、温度等。可针对每个感兴趣的工作场景——例如针对发射机220所支持的每个频带——将一个映射存储在查找表中。
图5示出可实现在图2中的数据处理器210或偏置控制单元278内的中断产生电路500的示意图。电路500可用于每当发射机输出功率电平超过切换点时就产生中断，其可触发从LP模式转换到HL模式。电路500还可用于每当发射机输出功率电平降到切换点以下时就产生中断，其可触发从HL模式转换到LP模式。
在图5中所示的设计中，PA 232在4个PA范围之一中工作。复用器(Mux)512接收针对这4个PA范围的4个阈值TH1、TH2、TH3和TH4，并且提供与当前PA范围相对应的阈值，如PA_R控制所指示的。可选择这4个阈值以使得将每个PA范围的TX_增益与相应的阈值进行比较等效于将发射机输出功率电平与切换点进行比较。比较器514在两个输入处接收来自复用器512的阈值以及TX_增益，在TX_增益超过阈值的情况下提供逻辑高，否则提供逻辑低。
逻辑单元516接收比较器514的输出、TX_EN信号、INT_EN信号、以及极性信号。当发射机220被启用时TX_EN信号为逻辑高，否则为逻辑低。当发射机220被启用时，发射机220内的电路块上电，并且发射机220准备好进行传送。INT_EN信号为逻辑高以启用电路500，否则为逻辑低。极性信号指示在TX_增益高于阈值(例如，如果SPS接收机260当前处于LP模式)或低于阈值(例如，如果SPS接收机260当前处于HL模式)的情况下是否产生中断。单元516基于输入信号生成CTR_Ctrl(计数器_控制)信号并将CTR_Ctrl信号提供给加/减计数器520的UP/输入。当TX_EN信号为逻辑高时，CTR_Ctrl信号可被设置为等于比较器514的输出(在极性信号进行任何倒置之后)。TX_EN信号可用于在发射机220被关闭且SPS接收机260处于HL模式的情况下产生中断，从而可发生HL到LP转换。
启用单元518接收TX_EN信号、TX_ON信号、以及CTR_EN信号并将输出信号提供给计数器520的启用(EN)输入。当发射机220正活跃地传送时TX_ON信号为逻辑高，否则为逻辑低。CTR_EN信号为逻辑高以启用计数器520，否则为逻辑低。单元518在CTR_EN信号为逻辑高时启用计数器520。单元518在TX_ON信号为逻辑低且TX_EN信号为逻辑高时禁用计数器520，从而当发射机220短暂地不活跃时——例如，在穿孔时段或传输间隙期间——计数器520不被更新。
计数器520基于来自单元516的CTR_Ctrl信号并且在被单元518的输出启用时递增或递减。比较器522在两个输入处接收计数器520的输出以及计数器阈值CTR_TH，并且在计数器输出超过计数器阈值的情况下提供中断SPS_INT。
图5示出中断产生电路的一种设计。也可使用其他设计来生成用于在HL与LP模式之间进行转换的触发。
LP与HL模式之间的转换可能在来自SPS接收机260中的驱动器276的SPS基带信号的增益、相位、和/或群延迟中引入跳跃或不连续性。增益跳跃可由为SPS维护的自动增益控制(AGC)环路来处理。相位跳跃可被先验表征并用数据处理器210内的数字旋转器来校正，以补偿相位不连续性。群延迟跳跃可由数据处理器内的可编程延迟单元来计及。归因于增益、相位、和/或群延迟的跳跃的性能降级可通过限制在LP与HL模式之间转换的速率来减小。
回到图2，SPS接收机260内的各种电路块的偏置电流可基于SPS接收机的模式而变化。具有可变偏置电流的每一个电路块可用各种设计来实现。以下描述对LNA 264、混频器266、以及LO发生器286的示例设计。
图6示出图2中的SPS接收机260内的LNA 264的设计的示意图。在该设计中，LNA 264用具有电感负回授(degeneration)拓扑结构的共源共栅(cascode)式共源极来实现。此拓扑结构可提供增益以减缓后续级的噪声，并且还可引入较少附加噪声，即使在具有用于动态地调整LNA的线性度的电路系统的情况下亦然。
在LNA 264内，N沟道场效应晶体管(N-FET)614和616被耦合成共源共栅配置。N-FET 614的栅极接收SPS_In(SPS_输入)信号，其源极耦合到电感器612的一端，而其漏极耦合到N-FET 616的源极。电感器612的另一端耦合到电路接地。N-FET 616的栅极接收Va电压，并且其漏极提供SPS_Out(SPS_输出)信号。电感器618和电容器620并行地耦合并且耦合在N-FET 616的漏极与电源电压Vdd之间。电阻器622和624形成分压网络，并且耦合在电源电压与电路接地之间，并且提供Va电压。电容器626耦合在N-FET 616的栅极与电路接地之间。
N-FET 644的源极耦合到电阻器642的一端，其栅极耦合到运算放大器(运放)640的输出，并且其漏极耦合至开关650的一端。电阻器642的另一端耦合到电路接地。开关650在LP模式下将偏置电流源652耦合至N-FET 644的漏极，并且在HL模式下将偏置电流源654耦合至N-FET 644的漏极。偏置电流源652为LP模式提供偏置电流Ib_低，而偏置电流源652为HL模式提供偏置电流Ib_高。
N-FET 646的栅极接收Va电压，其源极耦合到电流源648的一端，而其漏极耦合到电源电压。电流源648的另一端耦合到电路接地。运放640的非反相输入耦合到N-FET 644的漏极，且其反相输入耦合到N-FET 646的源极。运放640为N-FET614和644提供偏置电压V偏置。电阻器632和636串联耦合并且耦合在N-FET 644与614的栅极之间。电容器634耦合在电阻器632和636与电路接地之间。
电感器612为N-FET 614提供源负回授。电感器618和电容器620形成可被调谐到合需频带——其对于GPS为1.57542GHz——的调谐负载。电阻器632和电容器634形成用于来自运放640的V偏置电压的低通滤波器。电阻器636提供SPS_In信号与V偏置电压之间的隔离。
N-FET 644形成N-FET 614的电流镜，其中N-FET 614的偏置电流与N-FET644的偏置电流成镜像。电阻器642建模电感器612的电阻性损耗并且允许N-FET614和644的栅-源电压Vgs能更好地匹配。N-FET 646与N-FET 616成镜像，其中N-FET 646的源极电压与N-FET 616的源极电压严密匹配，N-FET 616的源极电压也是N-FET 614的漏极电压。N-FET 646由此提供对N-FET 614的漏极的访问，N-FET 614的漏极是灵敏性节点。运放640变化施加到N-FET 614和644的栅极上的V偏置电压，以使得N-FET 614的栅-漏电压Vgd与N-FET 644的Vgd严密匹配。运放640由此确保N-FET 614的工作点与N-FET 644的工作点严密匹配。具有运放640的此反馈环路允许使用N-FET 644的小量偏置电流来准确地控制N-FET 614的偏置电流。例如，如果N-FET 614的合需偏置电流为I偏置，则N-FET 644可用I偏置/X来偏置，其中X可为10或更大的因子。
图6中的共源共栅配置可提供某些优点，诸如从LNA输入到LNA输出的更好隔离、更高LNA增益、更高输出阻抗等。具有运放640的反馈环路可提供某些优点，诸如N-FET 614和644的工作点(例如Vgd)的更好匹配，其可允许在N-FET614与644之间使用更大的电流比。
图7示出图2中的SPS接收机260内的混频器266的设计的示意图。在该设计中，混频器266包括混频核心720和电流缓冲器730。混频器266用具有电流缓冲器拓扑结构的无源混频器来实现，该拓扑结构可改进噪声性能并且提供基于线性要求的偏置电流可编程性。
变压器710将来自LNA 264的SPS_Out信号耦合至混频器266的输入。变压器710包括磁性地耦合到次级电感器712的初级电感器618。电感器618是图6中的LNA 264的部分。跨电感器712的差分电压是混频器输入信号。变压器710执行单端到差分转换并且可进一步取决于次级电感器712中的线圈数目与初级线圈618中的线圈数目之比提供信号电流增益。
在混频核心720内，电容器722a耦合在电感器712的一端与N-FET 726a和726b的漏极之间。电容器724a耦合在N-FET 726a和726b的漏极与电路接地之间。类似地，电容器722b耦合在电感器712的另一端与N-FET 726c和726d的漏极之间。电容器724b耦合在N-FET 726c和726d的漏极与电路接地之间。N-FET 726a和726c的源极耦合在一起并且耦合到混频器266的节点A。N-FET 726b和726d的源极耦合在一起并且耦合到混频器266的节点B。N-FET 726a和726d的栅极接收反相LO信号LO-。N-FET 726b和726c的栅极接收非反相LO信号LO+。
在电流缓冲器730内，电阻器732a耦合在节点A与电路接地之间。N-FET 734a的源极耦合到节点A，其栅极接收Vb电压，并且其漏极耦合到电容器742a的一端。开关736a在LP模式下将偏置电流源738a耦合至N-FET 734a的漏极，并且在HL模式下将偏置电流源740a耦合至N-FET 734a的漏极。类似地，电阻器732b耦合在节点B与电路接地之间。N-FET 734b的源极耦合到节点B，其栅极接收Vb电压，并且其漏极耦合到电容器742b的一端。开关736b在LP模式下将偏置电流源738b耦合至N-FET 734b的漏极，并且在HL模式下将偏置电流源740b耦合至N-FET 734b的漏极。偏置电流源738a和738b为LP模式提供偏置电流Ib_低，而偏置电流源740a和740b为HL模式提供偏置电流Ib_高。电容器742a和742b的另一端向放大器268提供差分IF信号。
混频核心720实现不消耗DC功率的无源混频器，如对应N-FET 726a到726d的漏极的无DC路径所示。无源混频器可比有源混频器提供更好的线性度并且可产生更少的噪声。电容器722a和722b是AC耦合电容器。电容器724a和724b用于建模开关器件N-FET 726a到726d的寄生电容。N-FET 726a到726d将来自变压器710的RF信号与差分LO信号混频并且提供差分IF信号。
电流缓冲器730用共栅电流缓冲器拓扑结构来实现。电阻器732a和732b、所选偏置电流源738或740、以及在N-FET 734a和734b的栅极处的电压Vb设置电流缓冲器730的偏置点。N-FET 734a和734b缓冲来自混频核心720的差分电流信号并且将放大器268与混频核心隔离。电容器742a和742b是AC耦合电容器。
图8示出图2中用于SPS接收机260的LO发生器286的设计的示意图。在LO发生器286内，开关812接收来自PLL 282的压控振荡器(VCO)信号，在选择了HL模式时将VCO信号传递给高线性分频器/缓冲器814，而在选择了LP模式时将VCO信号传递给低功率分频器/缓冲器816。任一分频器/缓冲器814或816在任何给定时刻可取决于SPS接收机260的模式而上电。开关818在选择了HL模式时提供分频器/缓冲器814的输出作为混频器266的LO信号，而在选择了LP模式时提供分频器/缓冲器816的输出。
图6、7和8示出了对于两种模式的LNA 264、混频器266、以及LO发生器286的示例设计。也可对这些电路块使用其他设计。此外，每个电路块可支持两种以上模式。
图9示出用于操作SPS接收机(例如GPS接收机)的过程900的设计。过程900可由图2中的处理器210、控制器216、处理器290、单元278等执行。可确定与SPS接收机共处一地的发射机的输出功率电平(框912)。发射机可以是CDMA发射机或某种其他类型的发射机。发射机和SPS接收机若它们实现在同一集成电路(IC)、同一电路板、同一无线设备等上则可共处一地。发射机输出功率电平可如上所述地基于发射机内的PA的范围和发射机的增益或以其他方式来确定。
可基于发射机的输出功率电平来调整SPS接收机的偏置电流(框914)。SPS接收机可包括具有可调整偏置电流的至少一个电路块，例如LNA、混频器、LO发生器等。每个电路块的偏置电流可基于发射机输出功率电平来调整。
可维护包括多个状态的状态机。例如，状态机可包括图4中所示的状态。每一个状态可与SPS接收机的特定模式和发射机的特定模式相关联。SPS接收机的偏置电流可基于状态机中的当前状态来选择。
SPS接收机可在多种模式之一下工作，这多种模式可与SPS接收机的不同偏置电流设置相关联。可基于发射机输出功率电平和至少一个切换点来选择这些模式之一。SPS接收机260的偏置电流可基于所选模式来设置。
图10示出框914的设计。在该设计中，可将发射机输出功率电平与切换点进行比较(框1012)。如果发射机输出功率电平低于切换点则可为SPS接收机选择第一模式(例如，低功率模式)(框1014)。如果发射机输出功率电平高于切换点则可为SPS接收机选择第二模式(例如，高线性度模式)(框1016)。第二模式与第一模式相比与SPS接收机的更大偏置电流相关联。
当发射机输出功率电平超过切换点时可收到中断。可响应于收到中断而选择SPS接收机的第二模式。当SPS接收机处于第二模式时，可执行轮询以确定发射机输出功率电平是否低于切换点。当轮询指示发射机输出功率电平低于切换点时可选择第一模式。发射机输出功率高于还是低于切换点还可用其他发方式来确定。时间迟滞和/或信号迟滞可用于在第一与第二模式之间转换。
本文中所描述的技术可以藉由各种手段来实现。例如，这些技术可以在硬件、固件、软件、或其组合中实现。对于硬件实现，用于确定SPS接收机的工作模式以及调整SPS接收机的偏置电流的处理单元可以实现在一个或多个ASIC、DSP、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子器件、设计成执行本文中所描述的功能的其他电子单元、计算机、或其组合内。
对于固件和/或软件实现，这些技术可以用执行本文中所描述的功能的模块(例如，程序、函数等)来实现。固件和/或软件指令可被存储在存储器中(例如，图2中的存储器292)并由处理器(例如，处理器290)来执行。存储器可以实现在处理器内部或处理器外部。固件和/或软件指令也可存储在其他处理器可读介质中，诸如随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、非易失性随机存取存储器(NVRAM)、可编程只读存储器(PROM)、电可擦除PROM(EEPROM)、闪存、压密盘(CD)、磁或光数据存储设备等等。
本文中所描述的电路块(例如，图6中的LNA 264、图7中的混频器266、图8中的LO发生器286等)可用各种类型的晶体管来实现，诸如N-FET、P-FET、金属氧化物半导体FET(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)、砷化镓(GaAs)FET等。这些电路块还可在各种IC工艺中制造并且制造在诸如RF IC(RFIC)、混合信号IC等各种类型的IC中。
实现本文所述技术或电路块的装置可以是独立单元或可以是设备的一部分。该设备可以是(i)独立IC，(ii)可包括用于存储数据和/或指令的存储器IC的一组一个或以上IC，(iii)诸如MSM等ASIC，(iv)可嵌入在其它设备内的模块，(v)蜂窝电话、无线设备、手持机、或移动单元，(vi)等等。
提供前面对本公开的描述是为使得本领域任何技术人员皆能够制作或使用本公开。对本公开的各种修改对本领域技术人员来说都将是明显的，且本文中所定义的普适原理可被应用到其他变型而不会脱离本公开的精神或范围。由此，本公开并非旨在被限定于本文中所描述的示例和设计，而是应被授予与本文中所公开的原理和新颖性特征相一致的最广范围。