把现场工作中获取得地球物理数据永久地记录在尤其是磁带上的记录系统广为人知。出于公开本申请的目的，术语“地球物理数据”包括在探测器可以是地震仪器、地震检波器或其它类型的探测器的条件下的地质勘探环境中获取的数据，和在探测器可以是水听器等的情况下海洋勘探环境中获取的数据。在美国专利第3，819，864中公开了一种典型的数据现场记录系统。
存在有各种设计的地球物理采集系统（也称之为地震仪和现场采集系统），最简单的是固定系统，此时放大器的放大增益预定並且固定。这类先有技术系统具有预放大器级、模拟增益级、低截止滤波器、陷波滤波器和各通道的高截止抗混滤波器。多路变换器按顺序把数据通道转换到模数（A/D）转换器，该转换器输出一个与输入电压成比例的二进制信号。
这种地球物理探测系统的一个重要参数是其动态范围。动态范围定
义为在可被处理和记录的最大输入信号（即其幅值刚好低于会引起系统某个元件饱和的幅值的信号）与可被系统适当处理和记录的最小信号（通常认为是信噪比为1的信号）这二个信号的dB之差。动态范围一般表达为最大与最小信号的比率，典型情况下用分贝或dB表达。
A/D转换器碎分信号的级数决定了系统的精度。若分成12位，则系统比分成8位时精度更高。A/D转换器用来接受某一最大电压。重要的是，在加到A/D转换器上的最大电压尽可能靠近（但不大于）所述某一最大电压之前，对地震信号（地球物理数据）进行放大。利用数字尽可能多的位增加了其意义。数字的意义与高于系统噪声电平记录的位数目有关。换句话说，为了充分利用地球物理采集系统，从“意义”的观点考虑，在A/D放大器增益达到尽可能高而又未使电子线路饱和之前，必须对信号进行放大。当加于A/D转换器上的最大电压对于转换器最大限度来说太大时，电子线路便变成饱和。
在达到任何具体增益时，数字系统可仅工作在限定的输入电压范围内，而既不使信号低于噪声电平又不至于引起饱和。最低可检测的电压大于最小意义位的门限电压或系统噪声电平。最大可检测电压是这样一个电平，处于该电平时，A/D转换器变成饱和，並输出其最大可能的数字数目。高于最高电平的信号在其模拟状态时或在转换成数字形式之后被截去。
供石油勘探特殊之用的系统用来根据输入信号自动地调节其增益，还用来记录达到的增益。有许多浮点系统，其中数目是以指数-对数尾数的科学方法来记录的。A/D转换器的输出是对数尾数，达
到的增益是指数。二进位制增益系统是这些系统中的第一代系统;实例是Texas Instruments生产的DFSⅢ，该系统增益范围在6dB的增量内（单个的位移位）。数字的数目记录为15位的字，增益用4位的指数记录。利用二进制增益系统，在增益增大之前需要有几个（从15-60）要移位的呼叫。单个呼叫需用来减小增益。
下一代增益放大器记录系统是瞬时浮点（IFP）系统。仅需用一个呼叫来以任何量增大增益。Texas InstrumentS的DESⅣ和DFSV是这类仪器的实例。这些仪器的增益的增量是12dB（2位的移位），但可以有其它级的比率，如2∶1（6dB）和8∶1（18dB）等等。
当数字信号处理利用数字滤波器等得以完成时，从最大意义的观点考虑可被记录的信号其有效动态范围小于加在A/D转换器上的信号的实际动态范围。对于16位A/D转换器（15位的尾数，1位的符号），A/D转换器的有效动态范围和系统的数字处理码元在40至50dB之间。
当爆炸源产生一个地震信号进入地球时，该信号实际上是许多不同振荡信号或波的组合信号或总和，这些不同的振荡信号或波向地球内传播，並被反射或折射回地球物理采集系统的地震检波器。所产生信号的频谱取决于爆炸的当量及类型、爆炸的形状及其周围材料。在典型地震探测中，所产生频谱中的能量峰值在10-30Hz的范围内，典型值是15Hz。在高于峰值的频率处，能量每倍频程约减小6dB。压缩空气装置（“空气枪”）及质量碰撞装置的所产生的能谱的形状与爆炸源的形状相似。
可利用非线性扫描来控制振动源（如商标为Conoco，Inc.的
地震振动器（Vibroseis））的谱。所得源的地震信号的高频能量能够增大。
对于由上述源之一输入地球的地震波的能谱，地球起着衰减滤波器的作用。多重频率地震波的频率成分含有传播速度，该传播速度对任何频率来说大致相同，但组合波的每一频率在其每个波长上大约衰减0.5dB。对于波的每种成分的衰减分贝数随每个信频而加倍，用dB数测得的衰减信频等于衰减的指数增量。因此，作为频率的函数，地震波（具有产生的能谱）随着频率的增大而呈指数衰减。
通过地球传播的波还作为时间的函数呈指数衰减。结果，地球（看作为信号滤波器）的衰减谱随时间和频率呈指数变化。在任何特定时刻，回返波的能谱依靠“地球滤波器”和传感器而起作用，该能谱在从10到40Hz的频率范围内达到最大值，然后随频率呈指数衰减。考虑到弹性波的传播速度是众所周知的，考虑所产生的频谱在源被引发后的任何特定时刻依靠“地球滤波器”和探测器而起作用，就如同从地球的某一深度给回返波的能量成分“拍快照”一样。拍快照的时刻越迟，对形成的“观察”就越深。
从现代地球物理采集系统的数字处理系统和A/D转换器的“有效动态范围”看，地震采集系统和“地球滤波器”的组合体的“系统有效带宽”可以是近似的。在地震能量施加到地球上之后任何时刻，谱的最大信号幅度是确定的，这是因为考虑到设定增益范围放大器的增益，以向A/D转换器产生一个靠近最大值的信号电平。然后，有效动态范围（以dB表示）便从以dB表示的最大信号电平的电平中减去，以产生一个以dB表示的、低于最大信号电平的信号电平，建立地球-采集系统的衰减电平，低于该衰减电平，就不能如前所述那
样具有最大“意义”地测量信号。然后，那个较低的电平（或意义电平）便使得有效地球-采集系统的带宽得以确定，该系统的带宽被定义为可以具有最大意义地被记录的地震信号带。如此定义的有效带宽在地震信号产生並输入到地球中后随每次拍快照或时间而变化。
重要的是，地球-采集系统的有效带宽要尽可能地宽，这样可以分辨出相对厚度较小的地层。可以这样来限定分辨率的限度，即在该限度时可以从一种地势的效应辨别出二种地势。简单地增大了地球-采集系统的有效带宽的采集系统与具有较小有效带宽的采集系统相比，具有更强的地层辨别能力。
在先有技术中已采用低截止滤波器来增大有效系统带宽。Knapp和Stepples在“地球物理学，Vo.51，No.2（1986年2月）”第288页上描述了一种在使地球物理采集系统数字化之前用的截止频率为80Hz，每一倍频程24dB的低截止滤波器。Knapp和Steeples建议滤波器的截止频率不应这么高，下降边不要这么陡，以至于滤去所有信号，但重要的还有该截止频率要高到足以使可能掩没低幅度信号的高幅度、低频信号和低频噪声衰减。
图1是典型的、先有技术的地球物理数据采集系统的方框图。通常用一条内含多对双铰线的信号导体的电缆向这样的一个系统提供输入。在海底地震探测的情况下，每对双绞线在某一遥远测位连接到地震检波器或地震检波器组。在海底地震探测的情况下，双绞线对装在一个飘带内，该飘带涉拖在一只探测船的后面，这些线对在遥远测位连接到水下地震检波器或水下地震检波器组。在任一情况中，多条数据信道可由数据吸集系统予以记录。每对双绞线提供一个差分信号，该差分信号与地面无关。
参照图1，由引线1、2将一个这样的信号耦合到该数据收集系统的一个信道的输入级或前置放大器25。该信号进入差分放大器3，然后由差分放大器3在线5、6上向差分放大器7提供一个差分输出。设计放大器7来提供高的共模抑制，并将该差分信号转换为线8上的单端信号。放大器3和放大器7组成输入级或前置放大器25。放大器3应该尽可能地具有较低的等效输入噪声和高的增益。高增益可使收到的信号放大到足够高的电平，以使随后器件提供的噪声与放大器3提供的噪声相比无足轻重。放大器7通常具有趋于1的
增益。
用以将电缆的信号耦合到该数据收集系统的其它装置是公知的，已在第3，778，759和3，972，020号美国专利文件中公开。
该前置放大器的输出端由引线8连接到低截止滤波器9，低截止滤波器9的功能是衰减低频信号。该低截止滤波器9的输出由线10耦合到高截止滤波器11，高截止滤波器衰减高频信号，并且通常具有每倍频程72分贝的斜率。由于模拟信号要在该系统内以后的一点上取样与量化，因此高截止滤波器11用来确保高于1/2取样频率的频率都被衰减掉，以防止有影响的频率折返。
高截止滤波器11的输出端由引线12连接到陷波滤波器13，陷波滤波器13的拒斥频带以电源（线）频率为中心，以衰减从电源线附近拾取的任何信号。高截止滤波器和陷波滤波器在本技术领域内是公知的，不需在此赘述。在一些系统中的陷波滤波器先于高截止滤波器，或者高截止滤波器先于低截止滤波器也是公知的。
该陷波滤波器13的输出端由引线14连接到低漂移直流放大器15的输入端。放大器15通常具有趋于1的增益和低输出阻抗。低漂移的要求起因于该数据采集系统的余量是直流耦合的。放大器15的输出端由引线16连接到多路开关17，多路开关17通常是一个半导体开关，该开关在极短的时段内闭合，以便通过引线18向增益范围放大器19的输入端提供所说明的信道的数据样值。
到所述点的该数据收集系统的那部分，即输入信号与线18之间的信道，对于该系统予以记录的输入数据的各信道而言都是双弯的。诸如多路开关17的各种不同的倍增器开关在短时段内接连闭合，于
是在引线18上提供来自不同数据信道的连续顺序的模拟样值。
这些不同的样值在由放大器19放大之后由线21馈送到模/数转换器20。数字输出信号由引线23馈送到记录器22。在最佳实施例中该记录器22包括一台磁带录音机。如上概述的地球物理数据记录系统在磁带上提供了从该电缆上接收的多信道模拟数据的数字化样值。
当前使用的最高质量的模/数转换器具有80～90分贝的动态范围，但可以超过120分贝。增益范围放大器19能够在引线18上收到样值时针对每个计数据样值自动地调节其增益。该增益得到调整，以保证在引线21上呈现的放大信号一定落入该模/数转换器的容许范围之内。放大器19的实际增益定位由线25提供给记录器22，以便和线23上的相应的数字化样值一起记录。一种适用的增益范围放大器的一个实例已在第3，684，968号美国专利文件上公开。图1所示的各种部件的具体实施例都呈现在得克萨斯州达拉斯的得克萨斯仪器公司（Texas Instruments Incorporated of Dallas）提供的数字场（field）系统中，商标为DFS V。
图2是本发明的地球物理采集系统的方框图，它与图1的方框图相似，但它含有包括频谱定形截止滤波器的输入级30，还含有衰减限定的低截止滤波器级35。图2的系统含有一个高行拾波抑制器电路40，该电路将模拟信息经过数/模转换器42反馈到增益范围放大器19′，高行拾波抑制器40排除了对先有技术的陷波滤波器的需要，它在未决的美国专利申请835，140中已予描述，该申请已转让给本发明的受让人。其工作情况不在此描述，但它被列出以供参考。在该信道内提供了一个附加的低截止滤波器13′以滤掉极低的频率。
图3A是带有差分放大器43和其点的频谱定形截止滤波器50单端实施例的输入级30的原理图。图5是增益与对数频率的关系曲线图，该图概括地绘出图3A的频谱定形截止电路50以及图3A、3B、4A和4B的电路的增益与频率特性。输入级30最好在直流频率时增益为G1，直流频率即下截止频率f1，在f1以后，增益随着频率的升高而增大，直到在截止频率f2时到达提升的增益G2时为止。在增益（或衰减）与对数频率关系曲线图上，在此，截止频率规定3分贝以上或以下的直线逼近的增益（或衰减）响应。
本发明的一个重要特点就是在输入级30中配置了频谱定形截止电路50。通常，输入级的增益越高，该系统的等效输入噪声就越低，在输入级中配置频谱定形截止电路50提供了增益的提高，该电路放在任一较高噪声电路之前要比它在该系统中放在输入级之后造成的等效系统噪声要低。
从地球返回的地震信号从传感器，例如地震检波器，送到引线1、2（图3A），即送到差分放大器43，该放大器43的增益为4或大于4。引线44上的输出加到频谱定形截止滤波器电路50的运算放大器51的正输入端。电路50包括阻容（RC）反馈网络，该反馈网络把引线55上的输出信号经过引线56加到运算放大器51的负输入端。频谱定形截止电路50的直流增益G1取决于R1与R1、R2、R5之和的比值。高频增益G2是电阻R1、R2、R3和R5的函数。截止频率f1和f2之间的增益以近似6分贝/倍频程（20分贝/十进制）速率升高。下截止频率f1是电容C1和电阻R1、R2、R3和R5的函数。选定下截止频率f1，直流增益G1和增益差（或增益提升）（G2-G1）（其单位为分贝）就可确定R1、R2、R3、R5和C1的适应数值。
图3B的输入级与图3A的输入级的形式相同，只是图3B的电路中的、类似于图3A电路的电阻值和电容值可以利用开关S1、S2、S3、S4、S5改变其数值。电容器C1在电路中通过闭合开关S4或S5或同时闭合S4、S5可得到3个数值。R3的4个数值的1个可以通过打开或闭合开关S2、S3，使与R3′并联的R3″或R3″接入或不接入来得到。开关S1可以闭合在多个不同的点（201～204）上，以改变输出引线55上的输出信号值，该信号值经引线56反馈到运算放大器51的负输入端。图3B的电阻和电容的典型值见表1所示。
表1
R187Ω
R2′ 261Ω
R2″ 1044Ω
R2'''4176Ω
R525056Ω
R3′ 1516Ω
R3″ 1129Ω
R3'''566Ω
C1′ 1μF
C1″ 1.625μF
从表1所示的电阻值和电容值可以明显地看出，开关S1控制该电路的直流增益C1。
若开关S1接在位置201、202、203或204上，则等效于图3A中的R1和R2的图3B中的R1有效值（R1eff）和
R2有效值（R2eff）以及电路50的电流增益都列入表2中。
表2
开关位置 直流增益 R1eff R2eff
201 5.5 5568 0
202 22 1392 4176
203 88 384 5220
204 352 87 5481
开关S2和S3控制该电路高于直流增益G1的提升增益（G2-G1），单位为分贝。
由于R3的标注对照着与电容器C1′或C1″串联连接的电阻的数值，从直流增益提升的增益量列入表3中。
表3
开关S2和S3约提升 约提升 R3
的开关位置 （分贝） （增益）
S2和S3都打开 12 4.01 1516
S2闭合 18 8.0 647
S2和S3都闭合 24 16.01 302
S3闭合（不使用）
开关S4和S5控制该电路的下截止频率f1，标注C1作为与电阻R3′、R3″和R3的组合相串联的电容的电容量，对于S4和S5的各种开关位置将下截止频率f1列于表4中，其上截止频率f2也列入该表中。
![]()
表2、3、4示明在场运行期间，在操作者的控制下，通过适当地控制开关S1～S5就可以设定直流增益G1、下截止频率f1和图3B中电路50（和电路30）所增加的提升增益（G2-G1），其单位为分贝。
图4A示出了在直接接受引线1、2上的差分输入信号的一个实施例电路中的频谱定形截止输入级30。放大器60、61可以是两个晶体管，引线1、2与其基极连接。放大器60、61的集电极C的输出由引线64、65差分地加到运算放大器70，运算放大器70的输出（即图4A实施例的频谱定形截止输入级30的输出）经过与图3B所示反馈网络功能相同的反馈网络加到放大器60和61的正输入端（或发射极）。开关S1和S1′联动，以保证由R1加R2′与R2″加R2″的适当比值所选定的直流增益相同。截止频率f1用图3B相同的方法选定，即选择开关S4和S5的位置使C1″/2，或C1′/2，或C1′/2加C1″/2接入电路的方法。通过将开关S2和S3定位使2R3″与2R3′并联，或使2R3″与2R3′并联，或使2R3″和2R3″都与2R3′并联，频谱提升（单位为分贝），即高频增益G2减去低频增益G1，是可以选定的。表1中的电阻值和电容值与图4A所示的那些电阻和电容相对应。
在1兆欧的电阻R8和R9之间的P点处呈现的共模信号经过运算放大器71、再经过电阻R10和R11加到晶体管放大器60和61的发射极。图4A的电阻R10和R11最好是2087欧姆。晶体管60和61是市场上可以买到的双晶体管色MAT-01的一半，运算放大器70是市场上可以买到的电路LT1008。
图4B示出图4A的频谱定形截止输入级的最佳实施例。晶体管60和61是市场上买到的包MAT-01的每个半边，15伏电源通过100千欧姆的电阻R12和R13加到晶体管（的集电极）。运算放大器70是市场上买到的电路LT1008。共模运算放大器71是市场上买到的电路LF442的一半，10伏参考电源加到它的正输入端。
开关S1和S1′与图4A的开关S1和S1′相对应，是电压控制场效应管（FET）。分别加到引线80～83上的电压使相应的FET导通，由此，将晶体管61和60的发射极连接到电阻R1、R2′、R2″、R2″以及R5之间。
开关S2和S3相应于图4A的开关S2和S3，是电压控制FET，分别或同时加到引线90和91上的电压使开关S2和S3闭合。开关S4和S5相应于图4A的开关S4和S5，也都是电压控制FET，分别或同时加到引线92和93上的电压使EFT开关S4和S5闭合。
加在引线80～83上的电压用以调整输入级30的增益G1（增益G1和G2以及下截止频率f1在图5中示意性地予以定义）。加在引线80上的电压付之以“低增益G1”;加在引线81上的电压付之以“中低增益G1”;加在引线80上的电压付之以“中低增益G1”;加在引线82上的电压付之以“中高增益G1”;以及加在引线83上的电压付之以“高增益G1”。
加在引线92上的电压将下截止频率f1调整到较高值（见上述的表4），加在引线93上的电压提供下截止频率f1，加在引线92和93上的电压提供更低的截止频率。在引线90或91上不加
电压可提供从增益G1到G2的低增益提升，加到引线91上的电压可提供从增益G1到G2的中等的增益提升，加在引线90和91上的电压可提供高的增益提升。在引线80～83和90～93上施加的电压最好是由操作者控制下的数字计算器供电。
图6示出地震发生之后地球典型区间的衰减频谱，它是时间的函数。虚线所示的曲线表示地球对地震波的衰减，这是时间和频率的函数。时间可视为一个尽参，这样可把每个时间衰减曲线可认为是地球频率衰减的瞬时衰减曲线。每条曲线的最大点都注上了A1、A2、…在图2的系统中，增益范围放大器19′可自动地调节其增益，因而最大幅度的复合地震信号并不大于模/数转换器70′所确认的最大信号。对于图6的每条时间曲线而言，模/数转换器70′和该模/数转换器所遵循的数字处理步骤的动态范围取为48分贝，从而确定了有效的系统带宽（当然，48分贝只是一个例子，用以解释本发明有使用权的方面）。例如从最大点A2测量的T＝1秒的频谱延伸到约为127赫芝的P1点产生线301。对于地震发生之后1秒收到的、返回的地震波而言，地球的带宽约为127赫芝（把图2的地震采集系统在感兴趣的频率上被认为是平的带宽形状）。
在每条地球和传感器频谱曲线（虚线）上面的实线曲线表示应用图3B或4B电路的频谱提升的结果。例如，下截止频率设定在20赫芝左右，得到的频谱提升为24分贝。可以看到，对于T＝1秒的频谱，频谱提升产生约33赫芝的附加带宽。还可以得到地震发生后的时刻各频谱的增加带宽，然而有效的地球采集系统带宽的增加是按比例变小的。在T＝3秒时的有效地球采集系统带宽从51赫芝左右增大到54赫芝左右，即增加3赫芝。
在运行中，地震探测专家先制造一个测试冲击，记录从地球返回的地震信号，然后确定在地震发生之后的某一时刻例如T＝1.0或2.0秒时频谱峰点发生处的频率，这样的频谱峰点可以用快的傅里叶变换技术来确定。图3B或4B电路的下截止频率f1应该设定在被确定的频谱峰点频率相同的或大于它的频率处，然后选定提升增益量，对于感兴趣的具体深度，最佳地提高有效的系统带宽。
现在参照图7A，予以描述最佳的电路100，该电路体现在低截止滤波器35的双套输入级（图7）中。图7A电路是一个修改的第二阶低截止滤波器，该滤波器具有如图7B所示的衰减与对数频率响应关系曲线。该电路的响应与普通的低截止滤波器相似，在截止频率fc以下，随着频率的下降，衰减增大，然而在截止频率fc以下，在频率fA最大时达到最大衰减A最大以后，在直流频率（即零频率）时到达衰减限点A（以dB计）。
虽然在图7A和7C中示出了本发明的衰减限定的低截止滤波器并在图7B中示出了它的频率响应，但是其它的衰减限定的低截止滤波器也可以采用。其它的这种滤波器必须具有这样的频率响应，即其特征在于在低频时具有基本恒定的衰减，在频率高于相应于图7B的频率fA最大的频率时，衰减减小。
参照图7A的电路100，调节可变电阻RB以确定所需的Ｖ蛊刀巫畹退ゼ跸薜鉇，调节可变电阻R2A和R4A以设定低截止频率fc。下面的表5示出由图7A的各种开关调节实现的截止频率和衰减限制（分贝）。可变电阻R2A的开关S20～S60与可变电阻R4A的开关S20′～S60′联动。表5假设下列电阻值和电容值，表5中“1”表示开关闭合;“0”表示开关打开。
R5＝1KΩ C639＝0.15μf
R10＝249088Ω C638＝0.15μf
R20＝296716Ω RB1＝29698Ω
R30＝129625Ω RB2＝13887Ω
R40＝62585Ω
R50＝30016Ω
R60＝13905Ω
2R5＝2000Ω
2R10＝498176Ω
等等。
正如表5所示，可以改变该衰减限制的低截止滤波器，以产生三个不同的衰减限度A和从大约3HZ到104HZ改变的多个截止频率fc。如图7B的曲线所示，最大衰减的频率fAmax与截止频率fc的关系是因子K。因子K是最大衰减频率fAmax与电路的正常截止频率fc之比。表6建立了衰减限度A与因子K、倍频程比（在fc之下fAmax出现之处的倍频程数）和以分贝表示的最大衰减Amax的关系。
表6
A（db） K 倍频程比 Amax（db）
-15.2 2.22 1.15 -20
-18 3.22 1.56 -24
-24 3.67 1.88 -33
图7C表示图2的衰减限制的低截止滤波器35的一种最佳实施方案。将图7A所示的由上述表5和6确定的两个相同的电路100串联。开关S20-S60、S20′-S60′、S80和S90是如图4B的那些压控场效应晶体管。加到5根导线L1-L5和每个电路100的可变电阻R2A和R4A上的电压控制开关S20-S60和S20′-S60′。每个电路100的两根导线L7和L8控制开关S80和S90。旁路开关S100由导线L6控制，运算放大器106最好用市场上可得到的LT1012运算放大器。
图8与图6一样，表示作为从地震产生起的时间的函数的典型地
剖面的衰减谱，虚曲线代表作为时间和频率的函数的对于地震波的地衰减。如图6所示，把时间看作一个参数，于是可把每时的衰减曲线看作为地的频率衰减的“瞬态”。T＝2.0的曲线表示地的最小衰减（最大点A4）发生在16HZ。A/D转换器/数学处理系统的48db的有效动态范围导致了在P3点的大约74HZ的有效系统带宽。
通过插入图7C的衰减限制的低截止滤波器电路35，综合地衰减、传感器衰减和衰减限制的低截止滤波器（为了表示的目的假设没有频谱增强电路30）就产生了衰减曲线500。其最大信号强度点发生在大约8HZ的点A7。综合曲线500降到点A7之下48db的频率是大约98HZ的点P4。对于T＝2秒的有效系统带宽的增加是大约24HZ。在比较早的瞬间有效系统带宽的增加较大;对较晚的时刻的瞬态3（即T＝3.0秒），由于低频上的衰减有效系统带宽的增加略有减小。
在工作中，地震勘探专家通过把数字控制电压加到导线21-28有效地控制开关S20-S60、S20′-S60′、S80、S90和S100，通过调整电路35（图7C）的电路100的衰减和截止频率，来控制曲线500的形状。
由于能源产生的源谱和上面描述的地衰减，震动源具有一个低频的过剩量。通过检查测试地区的FFT（快速付里叶变换）曲线图专家确定频谱峰值的频率，然后设定衰减限制的低截止滤波器的参数，以便在大约测试频谱的峰值提供最大的衰减（即图7B的Amax）。然后根据下面的关系设定衰减限制低截止滤波器的频率fc：
fc＝K·测试频谱峰值的频率
这里K参照上述表6来确定，根据以增加的分辨率要绘制的地层的深度来选择衰减极限（以分贝表示的A），在衰减极限上的低频损失减小了能够获取低频反射的最大深度，最大的衰减产生最大的带宽增加、最好的薄层分辨率，但把深的低频反射衰减了。
震动源（比如震动设备）把它的主要能量转变为以低速沿地表传播的表面波，并与来自感兴趣的埋层的反射相干涉，通常通过源阵（在一个线上多个振子）和企图抑制横传输波的接收阵的结合来控制这些横传输波。由于阵中的高度不同以及由于在一个角上所到达的反射这些长阵有涂抹这些反射的倾向，这种涂抹起到一个高频滤波器的作用。如果把阵减小，则干涉表面波将占用动态记录范围的大部分。
可以把本发明的衰减限制低截止滤波器用于减小这种表面波的振幅。采用确定该干涉的视在到达速度和到达时间的噪声分析可以很好地分析这种表面波问题，这些波期间的详细检查给出了频谱峰值的粗略近视，更精确的频谱峰值确定方法是对感兴趣干涉波的到达时间和偏移作FFT分析，一旦确定了频谱峰值，则滤波器的选择与对震动源的描述一样。
当然，如上所述，电路30的频谱形成滤波器和电路35的衰减限制低截止滤波器100可以设置他们的参数，以增进地采集系统带宽，从而增加了对于地的埋层区的高分辨率的有效系统带宽。
对于所述系统和方法的多种修改和改变对于上述领域的技术人员来说都是显然的，它们都不能脱离本发明的精神。因此，这些变化都包括在权利要求书之中，仅有权利要求书是对本发明的限定，所用的提出实施例的描述方式应理解为一种说明而不是限定。
表5
增益开关
S20-S60和S20′-S60′
S60 S50 S40 S30 S20
S60′ S50′ S40′ S30′ S20′ fc标称值
0 0 0 0 0 3.0
0 0 0 0 1 5.5
0 0 0 1 0 8.7
0 0 0 1 1 11.2
0 0 1 0 0 14.7
0 0 1 0 1 17.1
0 0 1 1 0 20.2
0 0 1 1 1 22.6
0 1 0 0 0 27.0
0 1 0 0 1 29.3
0 1 0 1 0 32.3
0 1 0 1 1 34.6
0 1 1 0 0 38.0
0 1 1 0 1 40.2
0 1 1 1 0 43.2
0 1 1 1 1 45.4
1 0 0 0 0 52.9
1 0 0 0 1 55.1
1 0 0 1 0 57.9
1 0 0 1 1 60.1
1 0 1 0 0 63.2
1 0 1 0 1 65.3
1 0 1 1 0 68.0
1 0 1 1 1 70.1
1 1 0 0 0 73.9
1 1 0 0 1 75.9
1 1 0 1 0 78.6
1 1 0 1 1 80.6
1 1 1 0 0 83.5
1 1 1 0 1 85.5
1 1 1 1 0 88.0
1 1 1 1 1 90.0
开关 S80和S90 衰减 截止频率
S80 S90 A
0 0 无限 fc标称值
1 0 24dB 1.06fc
0 1 -18dB 1.12fc
1 1 -15.2dB 1.15fc