电放大器及其控制方法.pdf

在一种用于控制电放大器(EV)的方法中，对控制该放大器(EV)的末级(ES)的调节器信号(RS)进行监视，根据所述末级(ES)的输出信号(U_out)设置所述调节器信号(RS)。在此，将所述调节器信号(RS)与基准信号(REFS)进行比较，其中，在所述调节器信号(RS)的各个幅度值(AW)或者周期持续时间值(PW)跨越所述基准信号(REFS)的幅度边界值(REF_O，REF_U)或周期持续时间边界值(PGW)时，将所述末级(ES)在输入端被控制为截止。

1.  一种用于控制电放大器(EV)的方法，其中，对控制该放大器(EV)的末级(ES)的调节器(R)的调节器信号(RS)进行监视，其中，
-根据所述末级(ES)的输出信号(S_out)设置所述调节器信号(RS)，
-将所述调节器信号(RS)与基准信号(REFS)进行比较，以及
-在所述调节器信号(RS)的各个幅度值(AW)或者周期持续时间值(PW)跨越所述基准信号(REFS)的幅度边界值(REF_O，REF_U)以及周期持续时间边界值(PGW)时，将所述末级(ES)在输入端上控制为截止和/或截止所述调节器(R)。

2.  根据权利要求1所述的方法，其中，如果所述调节器信号(RS)的幅度值(AW)超过上幅度边界值(REF_O)，以及如果所述调节器信号(RS)的幅度值(AW)低于下幅度边界值(REF_U)，则比较电路(KS)为触发器(FF)提供第一分析信号(AWS1)。

3.  根据权利要求2所述的方法，其中，如果所述幅度值(AW)超过上幅度边界值(REF_O)，则由所述触发器(FF)提供的第二分析信号(AWS2)取上边界值(AWS_O)；如果所述幅度值(AW)低于下幅度边界值(REF_U)，则该第二分析信号(AWS2)取下边界值(AWS_U)。

4.  根据权利要求3所述的方法，其中，如果所述触发器(FF)借助于所述调节器(R)的时钟信号(TS)被激活，则由该触发器(FF)提供来自于数字调节器信号(RS)的第二分析信号(AWS2)。

5.  根据权利要求2或3所述的方法，其中，如果在所产生的第一分析信号(AWS1)与第二分析信号(AWS2)相一致时的调节器信号(RS)的周期持续时间值(PW)在时间上的持续时间小于所述基准信号(REFS)的周期持续时间值(PGW)在时间上的持续时间，则产生用于控制所述末级(ES)的控制信号(SL)。

6.  根据权利要求5所述的方法，其中，这样利用所述基准信号(REFS)的与所述周期持续时间边界值(PGW)成倒数的基准信号频率(REFS_F)来监视所述调节器信号(RS)的与所述周期持续时间值(PW)成倒数的调节器信号频率(RS_F)：在一个通过对所述调节器信号(RS)的周期的相加而在一个时间间隔(ZI)的内部构成的预定边界值(VW)超过一个通过对所述基准信号(REFS)的周期的相加而在该可以设置的时间间隔(ZI)的内部构成的监视边界值(GW)的条件下，产生所述控制信号(SL)。

7.  根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其中，所述调节器信号(RS)具有调节差，将该调节差的调节差信号(RDIFF)与所述基准信号(REFS)进行比较。

8.  根据权利要求7所述的方法，其中，将从所述调节差信号(RDIFF)通过积分构成的积分调整差信号(RDIFF_I)与所述基准信号(REFS)进行比较。

9.  一种带有末级(ES)的电放大器(EV)，该末级(ES)输入端与前接有调节器(R)的控制器(SE)连接，
其特征在于，设置有连接在所述调节器(R)的输出端的监视装置(UE)，用于监视由该调节器(R)提供的调节器信号(RS)。

10.  根据权利要求9所述的电放大器(EV)，其特征在于，所述监视装置(UE)包括用于监视所述调节器信号(RS)的幅度的比较器电路(KS)。

11.  根据权利要求9或10所述的电放大器(EV)，其特征在于，所述监视装置(UE)包括用于监视所述调节器信号(RS)的频率的计数器电路(ZS)。

12.  根据权利要求11所述的电放大器(EV)，其特征在于，所述计数器电路(ZS)在输入端通过触发器(FF)与所述比较器电路(KS)连接。

13.  根据权利要求12所述的电放大器(EV)，其特征在于，所述比较器电路(KS)具有输入端与所述调节器(R)连接而输出端与所述触发器(FF)的一个输入端(J)连接的第一边界值比较器(C1)，用于将所述调节器信号(RS)的幅度与上幅度边界值(REF_O)进行比较。

14.  根据权利要求12或13所述的电放大器(EV)，其特征在于，所述比较器电路(KS)具有输入端与所述调节器(R)连接而输出端与所述触发器(FF)的另一个输入端(K)连接的第二边界值比较器(C2)，用于将所述调节器信号(RS)的幅度与下幅度边界值(REF_U)进行比较。

15.  根据权利要求14所述的电放大器(EV)，其特征在于，所述第二边界值比较器(C2)输出端通过倒相器(IV)连接在所述触发器(FF)的该另一个输入端(K)上。

16.  根据权利要求12至15中任一项所述的电放大器(EV)，其特征在于，所述计数器电路(ZS)包括监视计数器(UZ)，该监视计数器在输入端上具有与所述触发器(FF)连接的时钟输入端(TE_UZ)和与预定比较器(VK)连接的复位输入端(RST)，而在输出端通过监视比较器(UK)连接在所述控制器(SE)上。

17.  根据权利要求16所述的电放大器(EV)，其特征在于，所述计数器电路(ZS)包括预定计数器(VS)，该预定计数器具有用于基准信号(REFS)的基准输入端(TE_VZ)和用于复位信号(RSL)的复位输入端(RESET)，该复位信号由在所述预定计数器(VZ)输出端上连接的预定比较器(VK)提供。

18.  根据权利要求12至17中任一项所述的电放大器(EV)，其特征在于，所述触发器(FF)在积分数字调节器(R)的条件下具有时钟激活输入端(ENA)，该时钟激活输入端与提供调节器时钟信号(RTS)的时钟发生电路(TES)连接。

19.  根据权利要求12至18中任一项所述的电放大器(EV)，其特征在于，所述触发器(FF)实现为JK触发器。

20.  根据权利要求12至18中任一项所述的电放大器(EV)，其特征在于，所述触发器(FF)在积分模拟调节器(R)的条件下实现为非时钟控制的RS触发器。

21.  根据权利要求9至20中任一项所述的电放大器(EV)，其特征在于，将由所述调节器(R)提供的调节差信号(RDIFF)输入到所述监视装置(UE)中。

22.  一种带有根据权利要求9至21中任一项所述的电放大器(EV)的医疗诊断或治疗设备。

23.  一种作为磁共振设备(MR)构成的、根据权利要求22所述的医疗诊断或治疗设备。

电放大器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种用于控制电放大器的方法，其中，监视一个控制该放大器的末级的调节器信号。本发明还涉及一种按照该方法工作的放大器。在此，放大器尤其被理解为例如用于核自旋断层造影设备的梯度放大器。
背景技术
这种电放大器经常被构造为两级。在第一级中，中间电路产生器或者电源设备产生中等精度的供电电压。该电源设备为末级供电，后者的任务是产生具有所希望特性的输出信号。根据不同的要求，输出信号可以具有相对于供电电压升高的电压，并且具有可以根据不同的应用规定的恒定或者随时间改变的信号变化。
为了将电放大器作为梯度放大器用于例如磁共振设备中的梯度线圈，必须可以保证特别迅速改变的和精确保持的时间上的输出信号变化。在此，这样控制设置在末级中的桥式电路的开关元件，使得在提供所要求的供电电压的条件下可以产生具有所希望的特性的输出信号。
可以用来保持输出信号的所希望的参数值的精度尤其取决于控制电放大器末级的开关元件的装置的特性。该装置包括用于控制例如设计为半导体部件的开关元件的控制器，以及连接在该控制器之前的调节器，该调节器根据由末级给出的输出信号为控制器提供调节器信号。在此，该调节器与控制器和末级一起构成调节电路。调节器将一个额定值参数与在末级的输出信号上测得的调节值参数或实测值参数进行比较，并且根据调节偏差(该调整偏差被理解为额定值参数与实测值参数之间的差)输出一个调整值参数。对实测值参数增加的情况，调节偏差取负值。因此，调节器在放大倍数上减小了调整值参数。该调整值参数的减少对实测值参数的增加起反作用。这点被称为负反馈。
如果由于调节器的错误设置而造成该负反馈过渡为正反馈的话，则例如梯度放大器的调节电路就变得不稳定并且开始振荡。正反馈被理解为：对应于由调节器给出的调节器信号的调整值参数在实测值参数增加时同样也增加。正反馈的原因可以在于调节器本身，例如在于过高的调节器增益并且反映为调节器信号的持续增加的幅度和频率，其结果是调节器过度控制。通过在调节器正反馈中振荡的调节器信号，控制器中的部件可能由于在提高的频率中的宽的幅度而被损坏或者过载。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，提供一种用于改善电放大器中的调节电路的稳定性的方法，以及一种按照该方法工作的放大器。
就方法而言，本发明的上述技术问题是通过权利要求1的特征解决的。优选的扩展是引用其的从属权利要求的主题。
就电放大器而言，本发明的上述技术问题是通过权利要求9的特征解决的。适当的实施方式是引用其的从属权利要求的主题。因此，该电放大器包括末级，该末级在输入端与控制器连接，而该控制器之前又接有调节器。在该调节器输出端设置了监视装置，用于监视由该调节器提供的调节器信号。
在此，该方法包括，通过与基准信号的比较来监视根据末级的输出信号设置的调节器信号。其中，如果所述调节器信号的幅度值或者周期持续时间值跨越所述基准信号的有关幅度边界值或周期持续时间边界值，则将所述末级在输入端上控制为截止或者在输入端和输出端上控制为截止。在此，概念“幅度值”应该被理解为取决于幅度的调节器信号的参数值；“周期持续时间值”应该被理解为取决于调节器信号随时间的变化的参数值、特别是周期持续时间或者频率。作为对于在末级的控制中的这种干预的替换或者补充，也可以截止调节器或者调节电路。在此，概念“截止”被理解为基本上设置为无效或零。
利用本发明实现的优点尤其在于，用于振荡监视的方法以及用于实施该方法的装置，既可以使用以模拟方式工作的调节器又可以使用以数字方式工作的调节器。调节电路是否振荡取决于一个包括幅度条件和相位条件的振荡条件。如果满足了该振荡条件，则通过调节器的不稳定引起的调节器信号由监视装置优选地在幅度和频率上进行监视。如果调节器信号振荡，则随着增加的频率和上升的幅度出现正反馈而不是负反馈。
此外，通过监视装置还保护了控制器的部件，防止其由于调节器信号过高的幅度和过高的频率造成的损坏。如果出现了振荡的调节器信号，则控制器的监视装置提供一个用于控制在末级中设置的开关元件的监视信号。因此，对于振荡的调节器信号的情况，监视装置接管控制器的控制并且使得控制器将在末级中的开关元件控制为截止。此外，控制器这样控制在末级中的开关元件，使得仅仅在输入端截止末级，以便避免末级输出信号电流幅度的突然下降的边沿。
按照一个特别优选的实施方式，监视装置包括一个用于监视调节器信号幅度的比较器电路。在此，该比较器电路将调节器信号的电压变化分别与上基准电压和下基准电压进行比较。为此，比较器电路适当地具有第一和第二边界值比较器，其中同时将调节器信号送入到两个边界值比较器。第一边界值比较器将调节器信号的幅度与上幅度边界值进行比较，并且一旦调节器信号的幅度上升到上幅度边界值之上就改变其输出信号的值。与第一边界值比较器相反，第二边界值比较器将调节器信号的幅度与下幅度边界值进行比较。如果调节器信号的幅度下降到下幅度边界值之下，则第二边界值比较器就改变其输出信号的值。
为了综合第一和第二边界值比较器的输出信号，监视装置适当地包括一个带有置位输入端以及复位输入端的触发器。第一边界值比较器的输出信号送至该触发器的置位输入端，而第二边界值比较器的输出信号送至该触发器的复位输入端。
如果在电放大器中采用以模拟方式工作的调节器，则可以适当地采用非时钟控制的触发器。如果在调节器信号的幅度超过上幅度边界值的条件下第一边界值比较器将其输出信号提供到触发器的置位输入端，则该触发器的一个输出端置位。如果调节器信号的电压幅度到达下幅度边界值，则第二边界值比较器将其输出信号提供到触发器的复位输入端。
对于第一和第二边界值比较器是两个相同类型的比较器的情况，在适当的扩展中在第二边界值比较器的输出端与触发器的复位输出端之间连接一个倒相器，该倒相器将第二边界值比较器的输出信号的电压值这样倒相，使得触发器的输出端通过该复位输入端而被复位。
如果在电放大器中采用以数字方式工作的调节器，则除了数字边界值比较器之外还采用时钟控制的触发器。在一种优选的扩展中该触发器在一个由时钟发生电路为其提供时钟信号的时钟输入端之外还具有一个时钟激活输入端。适当地为该时钟激活输入端输入来自调节器的调节器时钟信号。这点的优点在于，只有在时间上按照该调节器时钟信号提供一个调节器信号，才激活时钟输入端并且由此触发器才对在置位输入端和复位输入端上的信号做出反应。
这样，例如表现为在调节器信号上的电压尖峰(也称为Glitche)的干扰不影响触发器的置位和复位。据此，振荡的调节器信号的频率对应于一个在触发器的输出端上提供的、用于频率监视的分析信号的频率，其中，振荡的调节器信号通过在边界值比较器的输出端上提高的电压幅度而改变输出信号，例如从逻辑“0”变为逻辑“1”。
为了根据通过比较器电路对调节器信号的幅度的监视来进行对该调节器信号的频率的监视，监视装置适当地包括一个计数器电路，为该计数器电路输入由触发器提供的分析信号，如果调节器信号以上升的幅度振荡，则该分析信号对应于该振荡的调节器信号。
按照一种优选的实施方式，计数器电路包括两个计数器，即，一个预定计数器和一个监视计数器。在预定计数器的时钟输入端上输入基准信号。预定计数器对基准信号的周期进行计数，并且通过一个输出端连接在该预定计数器上的预定比较器在预定数目的周期之后通过在预定计数器上的复位输入端被复位。在此，预定比较器连续地将预定计数器的计数状态与一个预定值进行比较。如果到达了该预定值，则预定比较器改变其输出信号的电压值，例如从逻辑零(“0”)变为逻辑壹(“1”)，并且不仅复位预定计数器、而且通过复位输入端复位监视计数器。
监视计数器本身这样监视调节器信号的频率：将调节器信号输入到监视计数器的时钟输入端，对调节器信号的周期进行计数，以及始终通过一个连接在监视计数器的输出端上的监视比较器与一个预定的监视边界值进行比较。如果预定计数器通过对基准信号的周期的计数而达到了所设定的预定边界值，则预定比较器除了复位预定计数器之外，还通过一个输入到复位输入端的复位信号来复位监视计数器。
因此，在每次复位之后监视计数器重新开始对调节器信号的周期进行计数。如果在预定比较器的两个复位信号之间的间隔内监视计数器的计数状态到达了一个超过预定边界值的值，则监视比较器提供这样的控制信号：该控制信号输入到控制器以便在输入端截止末级。
在适当的扩展中，将用于电放大器的调节器设计为PI调节器或PID调节器。据此，将上述调节偏差作为监视信号使用是适当的。作为替换，也可以使用积分调节偏差或调节差。
按照监视装置的优选的实施方式，采用带有时钟激活功能的JK触发器作为时钟控制的触发器，而采用RS触发器作为非时钟控制触发器。
附图说明
下面对照附图详细说明本发明的一个实施例。图中：
图1以框图示出了一个电放大器，其包括一个连接在调节器和控制器之间的监视装置，
图2以框图示出了图1所示的监视装置，其包括比较电路、触发器和计数器电路，
图3示出了图2所示的比较器电路和触发器的电路图，
图4示出了在比较器电路中的图3中给出的测量点上的信号变化，
图5以框图示出了图1所示的电放大器的调节器，
图6示出了图2所示的计数器电路的电路图，包括预定计数器和监视计数器，
图7和图8示出了根据图1的电放大器末级的等效电路图。
彼此对应的部件在所有图中标有相同的附图标记。 
具体实施方式
图1以框图示出了带有末级ES的电放大器EV，该末级连接在带有供电电压U_0的电压源SQ上，并且该末级产生一个用于运行用电设备L(在此以线圈GS表示)的输出电压U_out。此外，放大器EV包括调节器R，该调节器为了控制放大器EV以及微调输出电压U_out，根据利用电流测量装置SME从末级ES的输出信号中确定的电流实测值IST通过与电流额定值SOLL的比较设置一个调节器信号RS，并且将该调节器信号RS提供给控制器SE。该控制器SE又通过对调节器信号RS的脉冲宽度调制产生控制信号AS1、AS2、AS3、AS4，以便控制位于末级ES中的用来设置输出电压U_out的桥式电路BS导通和截止。
此外，电放大器EV还具有一个监视装置UE，其输入端输入调节器信号RS以便监视，并且如果调节器信号RS由于例如在调节器中错误的设置随着增加的幅度而振荡，则该监视装置根据该调节器信号RS作为对于监视的反应为控制器SE给出控制信号SL。如果调节器信号RS具有意外的大的电压升高，则这可以导致对末级ES的部件的损害。调节器信号RS的高频率可以是由于过快开关时钟而造成部件S1、S2、S3、S4或者电容器C₀过载的原因，如下是这样的情况：在对于用电设备(例如电机或核自旋断层造影设备)的放大器EV的桥式电路BS中按照数量级300V以及300A或更高地转换电压和电流。
可以将可利用极少逻辑开销实现的监视装置UE按照简单的方式集成在起脉冲宽度调制器作用的控制器SE中。
图2示出了监视装置UE，将调节器信号RS输入给该监视装置，并且该监视装置根据调节器信号RS的特性输出一个控制信号SL。为了监视调节器信号RS，在监视装置UE中设置一个比较器电路KS和一个计数器电路ZS，它们监视调节器信号RS的幅度以及频率。幅度和频率是表征振荡的信号的参数值。此外，监视装置UE包括一个触发器FF，如果调节器信号RS的电压幅度跨越上幅度边界值REF_O或者下幅度边界值REF_U，则将比较器电路KS的第一分析信号AWS1输入给该触发器。
对于在放大器EV中以数字方式工作的调节器R的情况，设置在比较器电路KS中的比较器也是以数字方式实现的。据此，为了进一步处理第一分析信号AWS1为JK触发器JK_FFE设置了一个时钟输入端TE_FF以及一个时钟激活输入端ENA，为该时钟激活输入端输入一个由调节器R提供的时钟RTS。而在以数字方式工作的调节器R和以数字方式工作的比较器的条件下，时钟控制的JK触发器JK_FFE对于下述情况是适当的，即，在开关过程中在调节器R以及在比较器中可能出现不希望的电压尖峰(所谓的Glitche)。这种情况在时钟控制触发器JK_FF上被制止，如果输入信号TS在时钟输入端TE_FF上具有逻辑零而触发器JK_FF因此不对在输入端J和K上的输入信号(如在图2中示出的第一分析信号AWS1)作出反应的话。
此外，监视装置包括一个用于时钟发生电路TES的输入端，该时钟发生电路为JK触发器JK_FFE提供时钟信号TS。优选地，TS为上级的系统时钟，从中导出其它时钟、例如调节器时钟信号RTS。JK触发器JK_FFE在输出端与监视调节器信号RS的频率的计数器电路ZS连接。
对于在放大器中以模拟方式工作的调节器R的情况，设置在比较器电路KS中的比较器模拟地实现，而触发器实现为在图中没有详细示出的非时钟控制的RS触发器。
图3详细地示出了用于在放大器EV中以数字方式工作的调节器R的比较器电路KS和JK触发器JK_FFE。在此，比较器电路KS具有第一边界值比较器C1和第二边界值比较器C2。将调节器信号RS同时在非反相输入端NIE输入到两个边界值比较器C1、C2。调节器信号RS一方面由第一边界值比较器C1与在第一边界值比较器C1的反相输入端IE上输入的上幅度边界值REF_O进行比较，而另一方面由第二边界值比较器C2与在第二边界值比较器C2的反相输入端IE上输入的下幅度边界值REF_U进行比较。在图3中两个边界值比较器C1、C2是数字边界值比较器，因此作为输出信号提供逻辑壹和逻辑零。
图4示出了可以在两个边界值比较器C1、C2的输出端上测量的电压变化，其中在测量点MPC1、MPC2和MPIV上相对于地进行测量。在此，MPC1表示在第一边界值比较器输出端上的测量点。图4中的图形A示出了第一边界值比较器C1的输出电压Uout_C1相对于时间t的变化以及调节器信号RS相对于时间t的数值变化。一旦调节器信号RS的幅度超过上幅度边界值REF_O，则第一边界值比较器C1将其输出信号Sout_C1从逻辑零变为逻辑壹。如果调节器信号RS低于上幅度边界值REF_O，则第一边界值比较器C1同样立刻将其输出信号从逻辑壹变为逻辑零。
图4中的图形B示出了第二边界值比较器C2的输出电压Uout_C2相对于时间t的变化以及调节器信号RS相对于时间t的数值变化。在此，根据图3的第二边界值比较器C2的布线是重要的。调节器信号RS被送入到第二边界值比较器C2的非反相输入端NIE，而下幅度边界值REF_U被送入反相输入端IE。一旦调节器信号RS超过下幅度边界值REF_U，则第二边界值比较器C2提供带有逻辑壹的输出信号Sout_C2。直到调节器信号RS低于下幅度边界值REF_U，第二边界值比较器C2才提供带有逻辑零的输出信号Sout_C2。与此对应地，图4中的图形B示出了在第二边界值比较器C2的输出端上的测量点MPC2上测得的第二边界值比较器C2的输出电压Uout_C2相对于时间t的变化以及调节器信号RS相对于时间t的数值变化。
为了向计数器电路ZS提供一个用于监视调节器信号RS的频率的分析信号，将边界值比较器C1、C2的输出信号Sout_C1、Sout_C2通过接在该比较器电路KS之后的JK触发器JK_FFE这样进一步处理，使得在该JK触发器JK_FFE的输出端Q上的第二分析信号AWS2在频率上与调节器信号RS的频率相对应。在此，假设调节器信号RS的幅度既跨越了上幅度边界值REF_O又跨越了下幅度边界值REF_U，因此在两个边界值比较器C1、C2上分别触发了逻辑壹。为了实现JK触发器JK_FFE在调节器信号RS的幅度超过上幅度边界值REF_O时输出逻辑壹，而在调节器信号RS的幅度低于下幅度边界值REF_U时输出逻辑零，将输出信号Sout_C1、Sout_C2输入到JK触发器JK_FFE的输入端J、K。
如果第一边界值比较器C1的输出信号Sout_C1在调节器信号RS的幅度超过上幅度边界值REF_O时具有逻辑壹，则JK触发器JK_FFE被置位，从而其在输出端Q上提供逻辑壹。如果第二边界值比较器C2的输出信号Sout_C2在调节器信号RS的幅度低于下幅度边界值REF_U时具有逻辑零，则该逻辑零通过在第二边界值比较器C2输出端与JK触发器JK_FFE的输入端K之间连接的倒相器IV被变换为逻辑壹。如图形C与图形B对比示出的，如果调节器信号RS的电压幅度低于下幅度边界值REF_U，则在倒相器IV的输出端上提供的输出信号Sout_IV恰好具有逻辑壹。输出信号Sout_IV被送至JK触发器JK_FFE的输入端K上，其中，具有逻辑壹的输入端K将JK触发器JK_FFE在输出端Q上复位为逻辑零。
如果作为两个边界值比较器C1、C2的替换而采用窗口比较器，则可以省略倒相器IV。
如果采用带有延迟的比较器来替代所提到的比较器，则基准值REF_O和REF_U通过延迟本身而产生，则也可以省略触发器。
除了在图3中示出的JK触发器JK_FFE的输入端J和K之外，该触发器还包括时钟输入端TE_FF和时钟激活输入端ENA。在JK触发器JK_FFE的时钟输入端TE_FF上输入的时钟信号TS的作用是：使得只有在该时钟信号TS具有一个从逻辑零变为逻辑壹的边沿时，JK触发器JK_FFE的输出端才对在输入端J和K上的信号做出反应。其优点在于：在开关过程中在数字电路中可能引起的不希望的干扰脉冲(所谓的Glitche)，不会在JK触发器JK_FFE的输出端Q上引起任何反应，并由此使得第二输出信号AWS2的频率出错。
将调节器时钟信号RTS输入到时钟激活输入端ENA，由此该时钟信号仅仅当调节器信号RS由调节器R来进行监视时，才恰好激活JK触发器JK_FFE的时钟输入端TE_FF。由此，如果该时钟输入端TE_FF通过调节器时钟信号RTS被禁止，则JK触发器JK_FFE的输出端Q不会对在输入端J和K上的可能受到干扰脉冲影响的信号作出反应。也就是说，由于该调节器时钟信号RTS，对调节器信号RS的监视顺序地实现为激活和禁止。
图5以带有D控制部分D的PI调节器PI的形式示出了可用于电放大器EV的调节器类型。如下地产生调节器信号RS：调节器PID从电流实测值IST和由延迟元件DEL延迟的电流额定值SOLL中产生一个调节差信号DIFF。调节器信号RS或者对应于该调节差信号DIFF(增益为1)，或者对应于通过乘法器18放大后的调节差PS。对于延迟后的电流额定值SOLL等于电流实测值IST的情况，该调节差信号DIFF等于零。
此外，积分调节差信号DIFF_I或者通过乘法器20放大并通过积分器19积分后的调节差IS，适合于通过监视装置UE进行振荡监视。在图5中示出的DS部分对应于一个通过乘法器17放大并且通过微分器16从电流额定值SOLL确定的D控制部分D，该DS部分不适合于振荡监视，因为该DS部分仅仅取决于电流额定值SOLL而不具有依赖于电流实测值IST的部分。一般地被输入到控制器SE的调节器信号RS，是通过加法器SUM从DS部分产生放大后的调节差PS和经过放大的积分调节差IS的。作为替换，也可以采用PI调节器。
因为在图2和3中示出的比较器电路KS中分别是按照至电压零线的相同的距离AB(图4)预先规定上下幅度边界值REF_O、REF_U，所以携带非有效部分的信号特别适合于通过监视装置UE来进行振荡监视。由于调节器信号RS的有效部分主要通过经放大和积分的调节器差IS确定，因而其特别适合调节差DIFF或其增益PS以便振荡监视。作为替换，调节器信号RS通过比较器C1和C2前面的高通滤波器来去除可能起干扰作用的有效部分。
图6示出了图2中的计数器电路ZS，其包括预定计数器VZ和监视计数器UZ，由触发器FF为监视计数器UZ提供第二分析信号AWS2并且输入到监视计数器UZ的时钟输入端TE_UZ，其中该第二分析信号的频率在振荡的调节器信号RS的条件下对应于该调节器信号RS的频率。
为了监视调节器信号RS的频率，首先在预定计数器VZ的时钟输入端TE_V上给出基准信号REFS。在预定计数器VZ由于对该基准信号REFS的计数而提高计数器状态Y_0的期间，在预定计数器VZ输出端连接的预定比较器VK紧接在预定计数器VZ的每个计数步骤之后，将预定计数器VZ的计数器状态Y_0与一个预先给定的预定边界值VW进行比较。如果计数器状态Y_0的值达到了该预定边界值VW，则预定比较器VK为预定计数器VZ以及监视计数器UZ都提供一个复位信号RSL，该复位信号分别输入带预定计数器VZ和监视计数器UZ的复位输入端。由此，预定计数器VZ以及监视计数器UZ均复位，其中监视计数器UZ对输入到时钟输入端TE_UZ的第二分析信号AWS2的周期进行计数。
如果基准信号REFS具有例如10kHz的频率且比较值VW为“10000”，则预定计数器VZ在计数器状态Y_0为值“10000”时复位。这点在具有10kHz的基准信号REFS的条件下恰好在一秒之后发生。与预定计数器VZ同时地，监视计数器UZ也与其计数器状态Z_0无关地被复位，并且在每个复位之后重新开始对第二分析信号AWS2的周期的计数。
第二分析信号AWS2在带有上升的幅度的调节器信号RS的振荡的条件下对应于调节器信号RS，为了监视第二分析信号AWS2，在监视计数器UZ的输出端连接了用于监视计数器状态U_0的监视比较器UK。如果监视计数器UZ的计数器状态U_0到达预先给定的监视边界值GW，则监视比较器UK给出一个控制信号SL，该控制信号被送至在图1中示出的控制器SE，用于对放大器EV的末级ES进行控制。
如果基调节器信号RS具有例如2kHz的频率且为监视比较器UK预定监视边界值“5000”，则在例如上述的10kHz的基准信号和预定值为“10000”的条件下监视计数器UZ的计数状态Z_0达不到监视边界值GW“5000”，因为监视计数器UZ此前由预定比较器VK的复位信号RSL复位。这点成立的原因在于：按照上述例子，监视计数器UZ和预定计数器VZ的复位恰好在一秒之后发生。在恰好一秒之后监视计数器UZ对2kHz的第二分析信号AWS2达到带有值“2000”的计数器状态Z_0，而不是对应于监视边界值GW的值“5000”。
如果第二分析信号AWS2的频率例如为20kHz，则计数器状态Z_0恰好在一秒之内到由预定计数器VZ引起的监视计数器UZ的复位具有值“20000”。不过，因为监视边界值GW为“5000”，监视比较器UK在带有20kHz频率的第二分析信号AWS2的条件下在计数器状态Z_0到达值“5000”时向控制器SE输出控制信号SL。
优选地，控制器SE存储了控制信号SL的出现，其中末级ES取得下面在图7或者图8中描述的开关状态，直到放大器由于另一个控制信号而再次投入运行中。
在图7和8中示出了作为等效电路图的在末级ES中设置的桥式电路BS的结构。此外，还示出了在由监视计数器UZ向控制器SE输入的控制信号SL的条件下，在桥式电路BS中设置的开关元件S1、S2、S3和S4的两种不同的开关状态。在此，在桥式电路BS上施加了一个零电位的供电电压U_0，该桥式电路BS利用四个开关元件S1、S2、S3和S4实施为半桥，这些开关元件各对起脉冲宽度调制器作用的控制器SE的一个脉冲宽度调制的控制信号AS1、AS2、AS3和AS4做出反应。开关元件S1、S2、S3和S4例如实施为MOS-FET晶体管或者带有空转二极管的双极型晶体管。每两个开关元件S1和S3以及S2和S4与供电电压U_0的正或者负端子连接。每两个在桥支路中设置的开关元件(S1和S3或者S2和S4)的其余端子成对地相互连接并且与连接导线30、40之一连接。连接导线30引至末级ES的输出端QA，而连接导线40引至末级ES的输出端QB。与开关元件S1、S2、S3和S4反并联地分别设置了空转二极管V1、V2、V3和V4。电容器Co起到对零电位的供电电压U_0缓冲的作用，由此在桥式电路BS上施加了一个中间电路电压。末级ES的输出端QA、QB与一个基本上电感性的用电设备L、例如梯度线圈GS连接。
在按照图7的开关状态下开关元件S2和S4接通、即闭合。如图7中所示，电流在末级ES中从输出端QB通过开关元件S4和空转二极管V2流动到末级ES的输出端QA。如果开关元件S2是MOS-FET晶体管，则其可以承担空转二极管V2的二极管电流的一部分。这样，末级ES的输出端QB相对于输出端QA极小地为正。在图7中示出的末级ES的开关状态被称为“下空转运行(unterer Freilaufbetrieb)”。
该“下空转运行”是控制器SE利用控制信号SL的控制来截止末级的第一可选方式。在该“下空转运行”中末级ES的输出电流I_OUT较少陡峭地消失，这点对于一些用电设备L、例如核自旋断层造影设备具有特殊的意义。
图8示出了对于“下空转运行”的替代方案。在此，开关元件S1和S3接通、即闭合。电流在末级ES中从输出端QB通过空转二极管V3以及开关元件S1流动到末级ES的输出端QA。如果开关元件S3是MOS-FECT晶体管，则其可以承担空转二极管V2的二极管电流的一部分。在图8中示出的末级ES的开关状态被称为“上空转运行(oberer Freilaufbetrieb)”。
在空转运行中末级仅仅在输入端被截止，因为在负载中在输入端截止的时刻流动的电流没有由一个高的反电压消除。
作为对于图7和图8中示出的开关状态的替换，也可以截止所有的开关元件S1、S2、S3和S4，不过，这点在核自旋断层造影设备中可能导致对患者的刺激。
作为对于末级控制的干预的替换，也可以截止调节电路，例如通过将调节器信号RS转换到一个使得在末级ES的输出端上的输出电压U_out为零的值上，由此断开调制器。