无刷电动机的控制.pdf

一种控制无刷电动机的方法，该方法包括激励电动机的绕组直到绕组中的电流超过阈值，和继续激励绕组持续超出时段。超出时段的长度响应于时间、电动机速度和激励电压中的一个的变化而被调整。另外，公开了实施该方法的控制系统和并入有该控制系统的电动机系统。

权利要求书一种控制无刷电动机的方法，该方法包括：激励电动机的绕组直到绕组中的电流超过阈值；继续激励绕组持续超出时段；和响应于时间、电动机速度和激励电压中的一个的变化而调整超出时段的长度。根据权利要求1所述的方法，其中，超出时段由随时间周期性改变的波形定义。根据权利要求2所述的方法，其中，波形在波形的每一个周期上基本上作为三角形、梯形和半正弦曲线形中的一个改变。根据权利要求2或3所述的方法，其中，该方法包括响应于电动机速度和激励电压中的一个的变化而调整波形。根据权利要求2至4中的任一项所述的方法，其中，超出时段的长度包括第一部分和第二部分的和，第一部分在波形的每一个周期上恒定，而第二部分在每一个周期上改变。根据权利要求5所述的方法，其中，第二部分在该波形的每一个周期上基本上作为半正弦曲线改变。根据权利要求5或6所述的方法，其中，该方法包括响应于电动机速度和激励电压中的一个的变化而调整第一部分。根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中，该方法包括响应于时间和激励电压中的一个的变化而调整阈值。根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中，该方法包括整流交流电压以提供被整流的电压，以及利用被整流的电压激励绕组。根据权利要求9所述的方法，其中，被整流的电压具有至少50％的波动。根据权利要求9或10所述的方法，其中，超出时段的长度在交流电压的每一个半周期上改变。根据权利要求11所述的方法，其中，超出时段的长度在交流电压的每一个半周期的第一半上增加，并且在交流电压的每一个半周期的第二半上减少。根据权利要求9至12中的任一项所述的方法，其中，超出时段的波形随交流电压的每一个半周期重复。根据权利要求9至13中的任一项所述的方法，其中，超出时段的长度由自交流电压的过零起已经逝去的时间的长度定义。根据权利要求9至14中的任一项所述的方法，其中，超出时段的长度包括第一部分和第二部分的和，第一部分在交流电压的每一个半周期上恒定，而第二部分在交流电压的每一个半周期上改变。根据权利要求15所述的方法，其中，该方法包括响应于电动机速度和交流电压的RMS值中的一个的变化而调整第一部分。根据权利要求15或16所述的方法，其中，该方法包括测量自交流电压的过零起已经逝去的时间以及使用测得的时间确定第二部分。根据权利要求15至17中的任一项所述的方法，其中，该方法包括存储第一控制值的第一查找表，使用速度和电压中的一个索引第一查找表以选择第一控制值，并使用第一控制值确定第一部分。根据权利要求15至18中的任一项所述的方法，其中，该方法包括存储第二控制值的第二查找表，测量自交流电压的过零起已经逝去的时间，使用测得的时间索引第二查找表以选择第二控制值，以及使用第二控制值确定第二部分。根据权利要求9至19中的任一项所述的方法，其中，所述阈值与被整流电压成比例。一种用于无刷电动机的控制系统，该控制系统执行如前述权利要求中的任一项所述的方法。根据权利要求21所述的控制系统，其中，该控制系统包括：电流传感器，用于感测绕组中的电流；和控制器，用于产生一个或多个用于激励相绕组的控制信号，其中，控制器产生控制信号以激励绕组，并响应于绕组中的电流超过所述阈值而继续产生用于超出时段的控制信号。根据权利要求22所述的控制系统，其中，控制系统包括位置传感器和控制器，所述位置传感器用于感测电动机的转子的位置，以及控制器响应于由位置传感器输出的信号的每一个边沿而确定超出时段。根据权利要求22或23所述的控制系统，其中，控制系统包括用于整流交流电压以提供被整流电压的整流器和用于检测交流电压的过零的过零检测器，绕组通过所述被整流电压被激励，以及控制器测量自交流电压的过零起已经逝去的时间并随后使用测得的时间确定超出时段。一种电动机系统，包括永磁体电动机和如权利要求21至24中的任一项所述的控制系统。

说明书无刷电动机的控制
技术领域
本发明涉及无刷电动机的控制。
背景技术
无刷电动机通常包括控制系统，所述控制系统用于控制电动机的相绕组的激励。当被AC电源驱动时，控制系统常常包括有源功率因数校正（PFC）电路，其输出用于在激励相绕组中使用的规则DC电压，同时确保从AC电源得到的电流是基本上正弦的。因此，可以获得相对较高的功率因数。但是，有源PFC电路显著地增加控制系统的成本。另外，PFC电路需要高电容量DC链电容器，其体积大且昂贵，以便提供规则反馈电压至PFC电路。
发明内容
在第一方面，本发明提出一种控制无刷电动机的方法，该方法包括：激励电动机的绕组直到绕组中的电流超过阈值；继续激励绕组持续超出时段；和响应于时间、电动机速度和激励电压中的一个的变化而调整超出时段的长度。
超出时段的长度影响在特定电半周期上被驱动至绕组中的电流的量，这继而影响从电源得到的用于激励绕组的电流的量。超出时段的长度可因此被调整以便实现特定电流波形。特别地，超出时段的长度可被调整以便减少电流波形内的谐波的大小。因而，可实现相对较高的功率因数，而不需要PFC电路或高电容值链电容器。
绕组被初始地激励，直到绕组中的电流超过阈值。初始时段的长度因此没有被预先确定，而是取决于电动机的物理特性以及激励电压的性质。结果，初始激励时段用于补偿否则可由于电动机系统内的容差和限制引起的一些计时错误。因而，可实现更稳定的电流波形。
在超出时段结束时，可使绕组续流持续电半周期的剩余部分。因而，电动机的每一个电半周期包括单个驱动时段（绕组在该驱动时段期间被激励）和单个续流时段。通过使绕组续流，电动机中的磁通密度可被更好地控制。特别地，可避免磁饱和。
超出时段可由随时间周期性改变的波形定义。结果，绕组被激励持续的时间段可从一个电半周期至下一个电半周期不同。超出时段的波形可被定义为使得从电源得到的电流的波形接近正弦曲线的波形。因而，可实现相对较高的功率因数，而不需要PFC电路。
该方法该包括针对电动机的每一个电半周期确定超出时段。这随后有助于实现针对从电源得到的电流波形的更平滑的包络。在超出时段由波形定义的情况下，不是必须不同超出时段用于电动机的相继电半周期。取决于波形的形状以及每一个电半周期的长度，电动机的相继电半周期很可能具有相同的超出时段。例如，如果超出时段的波形包括平点，则电动机的两个相继电半周期很可能具有相同的超出时段。
超出时段的波形在波形的每一个周期上可基本上为三角形的、梯形的或正弦曲线形的。超出时段因此在波形的每一个周期的第一半上增加，在每一个周期的第二半上减少。已经发现这些波形中的每一个在控制从AC电源得到电流的水平中表现良好。特别地，接近正弦曲线的波形的波形可针对从电源得到的电流而被实现，因此导致相对较高的功率因数。
当然，绕组被激励所处于的超出时段不可以是负的。因此应理解，超出时段的波形是单向的，即，该波形仅采取正值。
该方法可包括响应于电动机速度和激励电压中的一个的变化而调整波形。因此，特定功率分布可在电动机速度和/或电压上被实现。特别地，通过波形的适当调整，可在电动机速度和/或电压的范围上实现恒定的平均功率。
超出时段的长度可以包括第一部分和第二部分的和。第一部分则在波形的每一个周期上恒定，而第二部分在波形的每一个周期上改变。第一部分因此用作对于超出时段的波形的偏移或提升。因而，可以对于给定的峰值电流实现较高的平均输入功率。第二部分可在该波形的每一个周期上作为半正弦曲线改变。因而，可实现接近正弦曲线的电流波形。
将超出时段定义为两个部分的和提供响应于电动机速度和/或激励电压的变化而调整波形的便捷方法。特别地，该方法可包括响应于电动机速度和/或激励电压的变化而仅调整第一部分。
用于激励的初始时段的阈值可以是恒定的。替换地，阈值可随时间周期性地改变。随着阈值改变，在初始时段期间被驱动到绕组中的电流的水平也改变。阈值的改变因此有助于从电源得到的电流波形的定形。因而，阈值的改变可定义以便进一步改进从电源得到的电流波形的包络。尽管阈值可被预先确定，绕组仍继续被激励持续初始时段，所述初始时段没有被预先确定，而是取决于电动机的物理特性。因而，电流阈值的使用继续补偿否则可由电动机系统内的容差和限制引起的一些计时错误。
该方法可包括整流交流电压以提供被整流的电压，以及利用被整流的电压激励绕组。超出时段的长度则可在交流电压的每一个半周期上改变。更特别地，超出时段的波形可随交流电压的每一个半周期重复。因此，从电源得到的电流的波形随交流电压的每一个半周期重复。
被整流的电压可具有至少50%的波动。超出时段的波形仍可被定义为使得从电源得到的电流的波形接近正弦曲线的波形。可因此实现相对较高的功率因数，而不需要PFC电路或高电容值链电容器。
超出时段可在交流电压的每一个半周期的第一半上增加，并且在交流电压的每一个半周期的第二半上减少。因而，超出时段随增加的电压增加而随减少的电压减少。从电源得到的电流的水平于是随交流电压增加和减少，且因此可实现接近正弦曲线的波形的电流波形。
超出时段的长度可由自交流电压的过零起已经逝去的时间的长度定义。例如，该方法可以包括测量自交流电压的过零起已经逝去的时间的长度，以及随后使用测得的时间确定超出时段。这于是确保了超出时段的波形与交流电压的波形同步。
超出时段的长度可以包括第一部分和第二部分的和。第一部分则在交流电压的每一个半周期上恒定，而第二部分在交流电压的每一个半周期上改变。如上所述，第一部分用作对于超出时段的波形的偏移或提升。因而，可以对于给定的峰值电流实现较高的平均输入功率。第二部分可在交流电压的每一个半周期上基本上作为半正弦曲线改变。因而，可实现接近正弦曲线的电流波形。
该方法可包括响应于电动机速度和/或交流电压的RMS值的变化而调整第一部分。因此，特定功率分布可在电动机速度和/或电压上被实现。
超出时段的波形可作为一个或多个查找表被存储。例如，该方法可包括存储第一控制值的第一查找表。第一部分则通过使用速度和/或电压索引第一查找表以选择第一控制值以及使用第一控制值确定第一部分而被获得。方法还可以包括存储第二控制值的第二查找表。第二部分则通过使用自交流电压的过零起已经逝去的时间索引第二查找表以选择第二控制值并且使用被选择的第二控制值确定第二部分而被获得。查找表的使用简化了电动机的控制。因而，相对较简单和廉价的控制器可用于实施本方法。每一个控制值可以是绝对值或差值。当控制值是差值时，方法还包括存储基准值，差值被应用于该基准值以获得第一或第二部分。存储差值常常需要比绝对值少的存储器。因此，查找表可以被更高效地存储。
所述阈值可与被整流电压成比例。由于被整流电压的波动，所述阈值则与交流电压同步周期性地改变。随着阈值改变，在初始时段期间被驱动到绕组中的电流的水平也改变。由于被整流电压的大致正弦曲线形波动，所述阈值有助于实现接近正弦曲线的电流波形。
在第二方面，本发明提供一种用于无刷电动机的控制系统，该控制系统执行如前述段落中任一个描述的方法。
控制系统可包括用于感测绕组中的电流的电流传感器传感器，和用于产生一个或多个用于激励绕组的控制信号的控制器。控制器于是产生控制信号以激励绕组，并响应于绕组中的电流超过所述阈值而继续产生用于超出时段的控制信号。
控制系统可包括位置传感器，所述位置传感器用于感测电动机的转子的位置。控制器于是可以响应于由位置传感器输出的信号的每一个边沿而确定超出时段。因而，控制器针对电动机的每一个电半周期确定超出时段。这随后有助于实现针对从电源得到的电流波形的更平滑的包络。
控制系统可以包括用于整流交流电压以提供被整流电压的整流器和用于检测交流电压的过零的过零检测器。绕组通过所述被整流电压被激励，以及控制器使用由过零检测器输出的信号，以测量自交流电压的过零起已经逝去的时间。从该测量，控制器则确定要用于电动机的每一个电半周期的超出时段。
在第三方面，本发明提供一种电动机系统，其包括永磁体电动机和如前述段落中任一个描述的控制系统。
电动机因此包括永磁体转子，其在电动机的绕组中感生反EMF。反EMF使得难以准确地控制从电源得到的电流的量。因而，常规永磁体电动机通常包括有源PFC电路，其输出规则DC电压，用于在激励绕组中使用，同时确保从电源得到的电流基本上正弦。通过本发明的电动机系统，在另一方面，绕组被激励直到绕组中的电流超过阈值。其后，绕组被激励持续随时间周期性改变的超出时段。通过将适当波形用于超出时段，接近正弦曲线波形的波形可对从电源得到的电流被实现。因而，可实现具有相对较高的功率因数的电动机系统，而不需要PFC电路或高电容值链电容器。
附图说明
为了本发明可被更容易地理解,本发明的实施例现在将要参考附图通过实例而被描述，其中：
图1是根据本发明的电动机系统的方框图；
图2是电动机系统的示意图；
图3是电动机系统的电动机的剖面图；
图4详细示出逆变器响应于通过电动机系统的控制器发出的控制信号的被允许状态；
图5是电动机系统的电流调节器的示意图；
图6示出当在单转换模式下操作时控制器使用的超出时段；
图7示出当测量模拟输入信号时控制器使用的三步骤过程；
图8详细示出电动机系统的各种操作模式；
图9详细示出电动机响应于控制器发出的控制信号而被驱动的方向；
图10示出当在低速加速模式下操作时电动机系统的各波形；
图11示出当在高速加速模式下操作时电动机系统的各波形；
图12示出当在运行模式下操作时电动机系统的各波形；
图13示出当在运行模式下操作时从电动机系统的电源得到的电流波形；
图14示出当在过流单转换模式下操作时电动机系统的各波形和中断；
图15示出当在无限续流单转换模式下操作时电动机系统的各波形和中断；
图16是布置为产生控制信号的计时器和比较器的示意图；
图17是布置为产生控制信号的计时器和PWM模块的示意图；
图18示出当在有限续流单转换模式下操作时电动机系统的各波形和中断；
图19详细示出根据本发明的电动机系统的特定实施例的各硬件部件的值；
图20详细示出特定电动机系统的控制器采用的各常数和阈值；
图21示出特定电动机系统的链电感器的磁链特性；
图22示出特定电动机系统的电动机的磁链特性；
图23详细示出特定电动机系统的各种操作模式；
图24详细示出当在多转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用的控制值的映射；
图25详细示出当在过流单转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用的控制值的映射；
图26详细示出当在无限续流单转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用的提前查找表的一部分；
图27详细示出当在无限续流单转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用的偏移查找表的一部分；
图28详细示出当在无限续流单转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用的相位查找表的一部分；
图29详细示出当在单转换模式下操作时特定电动机系统的控制器使用的正弦映射的一部分；
图30示出在单转换模式下的控制器使用的传导时段的可能波形；和
图31示出根据本发明的替换电动机系统的提前时段的可能波形。
具体实施方式
图1至3的电动机系统1包括无刷电动机2和控制系统3。至电动机系统1的电力由AC电源4提供。AC电源4意图为家用市电电源，但是可以等同地使用其他能够提供交流电压的电源。
电动机2包括四极永磁体转子5，所述转子5相对于定子6旋转。定子6包括一对c形状芯部，所述芯部限定出四个定子极。导线绕定子6缠绕并联接在一起以形成单相绕组7。
控制系统3包括整流器8、DC链滤波器9、逆变器（inverter）10、门驱动器模块11、电流传感器12、位置传感器13、过零检测器（zero‑cross detector）14、温度传感器15、和控制器16。
整流器8是全波电桥D1‑D4，其对AC电源4的输出进行整流以提供DC电压。
DC链过滤器9包括链电容器C1和链电感器L1。链电容器C1用于平滑化由逆变器转换引起的相对较高频率的波动。如下更加详述的，不需要链电容器C1来平滑化处于基本频率下的被整流DC电压。因此，可以使用相对较低电容值的链电容器。链电感器L1用于平滑化由逆变器转换引起的任何残余电流波动。再次，由于链电感器L1意图减少处于逆变器10的开关频率下的波动，可以使用相对较低的电感量的电感器。为了避免饱和，链电感器L1具有饱和点，该饱和点在电动机系统1的正常操作期间超过从AC电源4得到的峰值电流。
逆变器10包括四个功率开关Q1‑Q4的全桥，其将DC链电压联接至相绕组7。每一个功率开关Q1‑Q4是IGBT，其能够在通常大多数市电电源的电压水平下操作。可替换地使用其他类型的功率开关，诸如BJT或MOSFET，取决于功率开关的额定值和AC电源4的电压。每一开关Q1‑Q4包括反激式二极管（flyback diode）,其保护开关不受在逆变器转换期间产生的电压尖峰损害。
门驱动器模块11响应于从控制器16接收的控制信号来驱动逆变器10的开关Q1‑Q4的断开和闭合。
电流传感器12包括一对分流电阻器R1、R2，每一个电阻器定位在逆变器10的下臂上。每一个分流电阻器R1、R2的电阻值理想地在电动机系统1的正常操作期间在不超过功耗限制的情况下尽可能高。跨过每一个分流电阻器R1、R2的电压作为电流感测信号，I_SENSE_1和I_SENSE_2，被输出至控制器16。当被从右向左驱动时，第一电流感测信号，I_SENSE_1，提供相绕组7中的电流的测量值（如下更详述的）。当被从左向右驱动时，第二电流感测信号，I_SENSE_2，提供相绕组7中的电流的测量值。在将分流电阻器R1、R2定位在逆变器10的下臂上时，相绕组7中的电流在续流期间继续被感测（再次地，如下更详述的）。
位置传感器13是霍尔效应传感器，其输出逻辑上高或低的数字信号，HALL，取决于磁通通过传感器13的方向。通过将位置传感器13定位为邻近转子5，HALL信号提供转子5的角位置的测量值。更特别地，HALL信号的每一个边沿指示转子5的极性的变化。当旋转时，永磁转子在绕组7中感生反EMF。因而，HALL信号的每一个边沿还表示绕组7中的反EMF的极性的变化。
过零检测器14包括一对钳位二极管D5、D6，所述钳位二极管D5、D6输出数字信号，Z_CROSS，当AC电源4的电压为正时该数字信号为逻辑上高，当AC电源4为负时该数字信号为逻辑上低。Z_CROSS信号的每一个边沿因此表示AC电源4穿过零时所处的时间点。
温度传感器15包括热变电阻器R7，该热变电阻器R7输出模拟信号，TEMP，该信号提供电动机系统1内的温度的测量值。
控制器16包括微控制器，所述微控制器具有处理器17、存储装置18、多个外围设备19（例如，ADC、比较器、计时器等），多个输入引脚20、和多个输出引脚21。存储装置18储存用于由处理器17执行的软件指令。存储装置18还储存多个查找表，在电动机系统1的操作期间，所述查找表被处理器17索引。
控制器16负责控制电动机系统1的操作。响应于输入引脚20处的信号，控制器16在输出引脚21处产生控制信号。输出引脚21联接至门驱动器模块11，所述门驱动器模块11响应于控制信号来控制逆变器10的开关Q1‑Q4的断开和闭合。
七个信号在控制器16的输入引脚20处被接收：I_SENSE_1、I_SENSE_2、HALL、Z_CROSS、TEMP、DC_LINK和DC_SMOOTH。I_SENSE_1和I_SENSE_2是由电流传感器12输出的信号。HALL是由位置传感器13输出的信号。Z_CROSS由过零检测器14输出的信号。TEMP是由温度传感器15输出的信号。DC_LINK是DC链电压的缩小比例的测量值，其通过定位在DC链线路和零伏线路之间的分压器（potential divider）R3、R4获得。DC_SMOOTH是DC链电压的平滑化测量值，通过分压器R5、R6和平滑电容器C2获得。
响应于在输入处接受的信号，控制器16产生并输出四个控制信号：TRIP#、DIR1、DIR2、和FREEWHEEL#。
TRIP#是失效安全控制信号。当TRIP#被拉引为逻辑上低时，门驱动器模块11断开逆变器10的所有开关Q1‑Q4。如下更详述的，控制器16在通过相绕组7的电流超过失效安全阈值时将TRIP#拉引为逻辑上低。
DIR1和DIR2控制电流通过逆变器10且因此通过相绕组7的方向。当DIR1被拉引为逻辑上高而DIR2被拉引为逻辑上低时，门驱动器模块11闭合开关Q1和Q4，并断开开关Q2和Q3，因此致使电流被驱动从左至右通过相绕组7。相反地，当DIR2被拉引为逻辑上高而DIR1被拉引为逻辑上低时，门驱动器模块11闭合开关Q2和Q3，并断开开关Q1和Q4，因此致使电流被驱动从右至左通过相绕组7。相绕组7中的电流因此通过反转DIR1和DIR2而被变换方向。如果DIR1和DIR2两者均被拉引为逻辑上低，门驱动模块11断开所有开关Q1‑Q4。
FREEWHEEL#用于将相绕组7与DC链电压断开连接，并允许相绕组7中的电流绕逆变器10的低压侧环路再流动或续流。相应地，响应于被拉引为逻辑上低的FREEWHEEL#信号，门驱动器模块11致使高压侧Q1、Q2开关两者断开。电流随后绕逆变器10的低压侧环路沿由DIR1和DIR2限定的方向续流。
图4总结了开关Q1‑Q4响应于控制器16的控制信号的被允许状态。下文中，术语“设定”和“清除”将用于分别指示已经被拉引为逻辑上高和低的信号。
当特定控制信号改变时，在控制信号的变化和功率开关的物理断开或闭合之间存在短暂延迟。如果另外的控制信号在该延迟时段期间变化，在逆变器的特定臂上的两个开关（即，Q1、Q3或Q2、Q4）可以被同时闭合。该短路，或通常所称的贯穿，将损坏逆变器10的该特定臂上的开关。相应地，为了防止贯穿，控制器16利用两个控制信号的变化之间的死时间（deadtime），T_DT。因此，例如，当使相绕组7电流换向时，控制器16首先清除DIR1，等待死时间T_DT，且随后设定DIR2。死时间理想地被保持为尽可能短，以便优化性能，同时确保门驱动器模块11和功率开关Q1‑Q4具有足够的时间来响应。
换向
控制器16响应于HALL信号的边沿而使相绕组7换向。换向包含反转DIR1和DIR2（即，清除DIR1和设定DIR2，或清除DIR2和设定DIR1），以便反转电流通过相绕组7的方向。相绕组7可以在换向点处续流。因而，除了反转DIR1和DIR2，控制器16设定FREEHWEEL#。
同步换向
在预定速度阈值SPEED_ADV以下，控制器16使相绕组7换向与HALL信号的边沿同步。HALL信号的每一个边沿表示绕组7中的反EMF的极性的变化。因此，在低于SPEED_ADV的速度下，控制器16使相绕组7换向与反EMF的过零同步。
在转子5加速时，每一个电半周期的时段减少，且因此与相绕组7的感应系数相关联的时间常数（L/R）变得越来越重要。另外，相绕组7中的反EMF的大小增加，这随后影响电流在相绕组7中上升的速率。因此，如果控制器16继续使相绕组7换向与HALL信号的边沿同步，会达到一速度，在该速度下，不再可以在每一个电半周期上将附加电流驱动至相绕组7中。因此，在达到SPEED_ADV时，控制器16从同步换向切换至提前换向。通过在HALL信号的边沿之前使相绕组7换向，用于激励相绕组7的电压被反EMF升高。因此，电流通过相绕组7的方向可以被更快地反转。另外，可以致使相电流超前于反EMF，这随后有助于补偿电流上升的较低速率。尽管这随后产生短时段的负扭矩，这通常被正扭矩中随后增益而充分补偿。
提前换向
在速度阈值SPEED_ADV处或在速度阈值SPEED_ADV以上的速度下，控制器16在HALL信号的每一个边沿之前以提前时段T_ADV使相绕组7换向。由于随着转子速度反EMF增加以及电半周期时段降低，换向在HALL信号的边沿之前发生所处于的电角度理想地随着转子的速度增加。对于特定提前时段T_ADV，对应的提前角度A_ADV可以定义为：
A_ADV(elec.deg)=T_ADV(sec)*{ω(rpm)/60}*360(mech.deg)*n/2
其中，A_ADV是以电角度计的提前角，T_ADV是以秒计的提前时段，ω是以rpm计的转子速度，以及n是转子极的数量。从该方程，可以看到提前角与转子速度直接成比例。因此，即使对于固定的提前时段，提前角随着转子速度增加。但是，对加速、功率和效率更好的控制可以通过在不同转子速度下采用不同提前时段来实现。控制器16因此包括提前查找表，所述查找表储存对于多个转子速度中的每一个的提前时段。
响应于Z_CROSS信号的边沿，控制器16从提前查找表中选择对应于转子5的速度的提前时段T_ADV。转子5的速度从HALL信号的两个相继边沿之间的间隔T_HALL确定。该间隔在下文中将称为霍尔时段。转子5的速度则被如下定义：
ω(rpm)=60/{n*T_HALL(sec)}
其中ω是以rpm计的转子速度，T_HALL是以秒计的霍尔时段，以及n是转子的极的数量。控制器16使用被选择的提前时段，以在HALL信号的边沿之前使相绕组7换向。相同提前时段T_ADV随后被控制器16使用，直到检测到Z_CROSS信号的进一步的边沿时为止。响应于Z_CROSS信号的进一步的边沿，控制器16从提前查找表中选择对应于转子5的速度的新的提前时段。提前时段因此仅当AC电源4的电压跨过零时被更新，且在AC电源4的每一个半周期上恒定。
为了在HALL信号的特定边沿之前使相绕组7换向，控制器6响应于HALL信号的先前边沿而动作。响应于HALL信号的边沿，控制器16从霍尔时段T_HALL减去提前时段T_ADV，以便获得换向时段T_COM：
T_COM=T_HALL–T_ADV
控制器16随后在HALL信号的边沿之后的时间T_COM时使相绕组7换向。因此，相绕组7在HALL信号的随后边沿之前以提前时段T_ADV被换向。
如上所述，提前时段T_ADV在AC电源4的每一个半周期上保持固定。然而，由于在DC链电压中的正弦增加和减少，转子5的速度在AC电源4的每一个半周期上改变。霍尔时段T_HALL在AC电源4的每一个半周期上改变。因此，与提前时段相反，控制器16针对HALL信号的每一个边沿计算换向时段T_COM。
电流控制
控制器16的多个外围设备19配置为限定电流调节器22。电流调节器22监测并调节相绕组7中的电流。电流调节器22执行两个功能。第一，电流调节器22在相绕组7中的电流超过失效安全阈值的情况下清除TRIP#。第二，电流调节器22在相绕组7中的电流超过过流阈值的情况下产生过流信号。
如图5中所示，电流调节器22包括失效安全模块23和过流模块24。
失效安全模块23包括多路转接器（multiplexer）25、比较器26、非门27、和SR锁存器。多路转接器25具有两个输入部，用于选择两个电流感测信号I_SENSE_1和I_SENSE_2中第一个。由多路转接器25进行的该选择由处理器17响应于电流通过相绕组7中的方向而控制。特别地，当DIR1被设定时，致使多路转接器25选择I_SENSE_1，当DIR2被设定时，致使多路转接器25选择I_SENSE_2。多路转接器25的输出被传递至比较器26，所述比较器26将被选择的电流感测信号的电压与预定失效安全电压TRIP_REF进行比较。TRIP_REF被设置为使得，当通过被选择的分流电阻器R1、R2的电流大于预定失效安全阈值时，比较器26的输出被拉引为逻辑上高。TRIP_REF因此由分流电阻器R1、R2的电阻值和I_MAX定义。比较器26的输出被传递到非门27，所述非门27的输出被传递到SR锁存器28的S‑输入部。SR锁存器28的Q#输出被电流调节器22作为TRIP#信号输出。因而，当电流感测信号I_SENSE_1或I_SENSE_2的电压大于TRIP_REF时，TRIP#被清除。
如上所述，门驱动器模块11响应于被清除的TRIP#信号而断开逆变器10的所有开关Q1‑Q4。电流调节器22的失效安全模块23因此防止相绕组7中的电流超过失效安全阈值I_MAX，在该失效安全阈值之上，开关Q1‑Q4可损坏和/或转子5可退磁。通过利用硬件清除TRIP#信号，当相绕组7中的电流超过失效安全阈值时，电流调节器22相对较快地响应。如果改为采用由处理器17执行的软件来清除TRIP#信号，延迟可在电流超过失效安全阈值和TRIP#信号的清除之间产生，在该期间，电流可以上升至损坏开关Q1‑Q4或使转子5退磁的水平。
处理器17响应于HALL信号的每一个边沿而检验TRIP#信号。如果TRIP#信号针对五个相继的HALL边沿清除，则处理器17将“超过失效安全”错误写到存储装置18并进入故障模式，所述故障模式将在以下更详细地描述。以该方式监控TRIP#信号确保控制器16不会由于TRIP#信号中的瞬态噪声而无意地进入故障模式。
过流模块24包括多路转接器29和比较器30。多路转接器29，类似于失效安全模块23的多路转接器，具有两个输入部，用于选择两个电流感测信号I_SENSE_1和I_SENSE_2中第一个。再次，由多路转接器29进行的该选择由处理器17响应于电流通过相绕组7中的方向而控制。因此，当DIR1被设定时，多路转接器29选择I_SENSE_1，当DIR2被设定时，多路转接器25选择I_SENSE_2。多路转接器29的输出被传递至比较器30，所述比较器30将电流感测信号的电压与DC_LINK信号的电压进行比较。当电流感测信号I_SENSE_1或I_SENSE_2大于DC_LINK时，比较器30的输出被拉引为逻辑上低。当相绕组7中的电流超过与DC链电压成比例的过流阈值时，过流模块24因此输出被拉引为逻辑上低的过流信号。
过流模块24的输出部被联接至处理器17，所述处理器17响应于低的过流信号而执行过流例程。由于过流阈值与DC链电压成比例，过流阈值跨AC电源4的每一个周期如被整流的正弦曲线那样改变，其益处在下面更详细地解释。
分压器R3、R4的电阻值被选择为使得DC_LINK信号的峰值电压不超过TRIP_REF。因此，电流调节器22在相绕组7中的电流超过失效安全阈值之前触发过流事件。因此期望过流模块24和处理器17调节相绕组7中的电流。仅在处理器17内的不太可能的故障事件（例如，软件故障）中或如果相绕组7中的电流以在处理器17能够响应过流事件之前而达到失效安全阈值I_MAX的速率上升，失效安全模块23被预期会清除TRIP#。
响应于过流事件，控制器16取决于转子5的速度而执行不同系列的动作。在预定阈值SPEED_SINGLE以下的速度下，控制器16以“多转换模式”操作。在预定阈值SPEED_SINGLE或以上的速度下，控制器16以“单转换模式”操作。
多转换模式
响应于多转换模式中的过流事件，控制器16通过清除FREEHWEEL#使相绕组7续流。续流持续一续流时段T_FW，在该期间，预期相绕组7中的电流衰减到过流阈值以下的水平。如果相绕组7中的电流继续超过过流阈值，控制器16再次使相绕组7续流一续流时段T_FW。在另一方面，如果相绕组7中的电流掉落到过流阈值之下，控制器16通过设定FREEWHEEL#而恢复相绕组7的激励。
对于特定续流时段T_FW，对应的电角A_FW可以定义为：
A_FW(elec.deg)=T_FW(sec)*{ω(rpm)/60}*360(mech.deg)*n/2
其中，A_FW是以电角度计的续流角，T_FW是以秒计的续流时段，ω是以rpm计的转子速度，以及n是转子极的数量。因此，对于固定的续流时段，对应的续流角随着转子速度增加。但是，在续流角增加时，电流且因此电力被驱动进入相绕组7中的剩余时段减少。控制器16因此采用续流时段T_FW，所述续流时段T_FW随着增加的转子速度而减少，使得对应的续流角A_FW不随转子5加速而变得过大。
控制器16包括续流查找表，所述续流查找表储存对于多个转子速度中的每一个的续流时段。响应于Z_CROSS信号的边沿，控制器16从续流查找表中选择对应于转子5的速度的续流时段T_FW。控制器16随后响应于过流事件而使用被选择的续流时段使相绕组7续流。相同续流时段T_FW被控制器16使用，直到检测到Z_CROSS信号的进一步的边沿时为止。响应于Z_CROSS信号的进一步的边沿，控制器16从续流查找表中选择对应于转子5的速度的新的续流时段。因而，如提前时段那样，续流时段仅当AC电源4的电压跨过零时被更新，且在AC电源4的每一个半周期上保持恒定。
仅在转子5从静止加速至SPEED_SINGLE时，控制器16以多转换模式操作。这样，在多转换模式下控制器16花费的时间的长度相对较短。由此相对较粗的速度分辨度可以用于续流查找表，而不会不利地影响电动机系统1V功率或效率。实际上，可想到使用固定的续流时段，只要对应的续流角在转子5接近SPEED_SINGLE时不变得过大。
在相对较低转子速度下，由转子5在相绕组7中感生的反EMF相对较小。因而，相绕组7中的电流相对较快地上升至过流阈值。由于电流达到过流阈值所占用的相对较短的时间段，在电动机2的每一个电半周期期间，控制器16将通常在激励和续流之间转换相绕组7多次。正是由于该原因，控制器16可以说在低于SPEED_SINGLE的速度下以多转换模式操作。随着转子速度增加，霍尔时段自然地减少。另外，反EMF增加，且因此相绕组7中的电流达到过流阈值所占用的时间增加。因而，控制器16随着转子5加速而在激励和续流之间不那么频繁地转换相绕组7。最后，转子5的速度上升到一水平，在该水平处，控制器16在电动机2的每一个电半周期期间在激励和续流之间转换相绕组7仅一次。
单转换模式
响应于单转换模式中的过流事件，控制器16不立即使相绕组7续流。而是，控制器16继续激励相绕组7持续超出时段（overrun period）T_OVR。在超出时段已经逝去之后，控制器16通过清除FREEHWEEL#使相绕组7续流。续流随后无限期地继续，直到控制器16使相绕组7换向的时候为止。控制器16因此在电动机2的每一个电半周期期间将相绕组从激励转换至续流仅一次。
现在参考图6，超出时段T_OVR由以下方程定义：
T_OVR=T_OVR_OFFSET+T_OVR_AMP*abs{sin(θ)}
其中，T_OVR_OFFSET是偏移值，T_OVR_AMP*abs{sin(θ)}是具有由T_OVR_AMP定义的振幅的被整流的正弦波，以及θ是AC电源4的电压周期中的角。
角θ可以表示为距AC电源4的电压中的过零的时间间隔：
θ(deg)=t(sec)*f(Hz)*360(deg)
其中，t是以秒计的自AC电源4中的过零起逝去的时间，以及f是以赫兹计的AC电源4的频率。超出时段可以随后被定义为：
T_OVR=T_OVR_OFFSET+T_OVR_AMP*abs{sin(t*f*360deg)}
更简单地，超出时间T_OVR可以被视为两个部分的和：
T_OVR=T_OVR_OFFSET+T_OVR_SINE
其中T_OVR_OFFSET是独立于时间的超出偏移值，以及T_OVR_SINE是取决于时间的超出正弦值。
T_OVR_SINE被控制器16作为超出正弦查找表存储。超出正弦查找表包括针对多个时间的每一个的超出正弦值T_OVR_SINE。响应于HALL信号的边沿，控制器16确定自Z_CROSS信号的最近边沿起已经逝去的时间段t。控制器16随后从超出正弦查找表中选择对应于逝去的时间段的超出正弦值T_OVR_SINE。控制器16随后将超出偏移值T_OVR_OFFSET和超出正弦值T_OVR_SINE相加，以获得超出时段T_OVR。
如下面更详细地描述的，通过选择提前时段T_ADV、超出偏移T_OVR_OFFSET、和超出振幅T_OVR_AMP的适当的值，电动机系统1的效率可以针对具体平均输入功率或平均输出功率优化。此外，适当的值可以被选择为使得从AC电源4得到的电流的波形符合由主管主体设定的谐波标准（harmonic standards set）。
超时
不考虑转子速度，期望过流事件在电动机2的每一个电半周期期间至少发生一次。万一过流没有发生，控制器16会继续激励相绕组7，并因此相绕组7中的电流会继续上升。在相对较高的转子速度下，相绕组7中的反EMF的大小相对较大。因此，相绕组7中的电流不能达到过剩水平，即使在没有过流事件的情况下也是如此。然而，在相对较低转子速度下，相绕组7中感生的反EMF相对较小。因此，在没有过流事件的情况下，相绕组7中的电流可以上升到过剩水平。实际上，电流可以上升到失效安全阈值I_MAX，其会随后导致控制器16进入故障模式。因而，当在多转换模式下操作时，在相绕组7已经沿相同方向被不断激励持续超时时段T_TO之后，控制器16自动地执行过流例程。因此通过确保相绕组7可被激励的最大时间段受到限制，超时时段用作失效安全机制。
随着转子5的速度增加，相绕组7中感生的反EMF的大小也增加。因而，电流在相绕组7中上升的速率随着增加的转子速度而减小。换句话说，相绕组7中的电流上升至过流阈值的电角随着转子速度而增加。控制器16因此采用随转子速度增加的超时角A_TO。对于特定超时时段T_TO，对应的超时角A_TO可以定义为：
A_TO(elec.deg)=T_TO(sec)*{ω(rpm)/60}*360(mech.deg)*n/2
其中，A_TO是以电角度计的超时角，T_TO是以秒计的超时时段，ω是以rpm计的转子速度，以及n是转子极的数量。因而，对于固定的超时时段，对应的超时角随着转子速度线性地增加。控制器16可以因此使用固定的超时时段T_TO。然而，如果控制器16针对不同转子速度使用不同超时时段，可实现更好的控制。控制器16因此包括超时查找表，所述超时查找表储存对于多个转子速度中的每一个的超时时段T_TO。
响应于Z_CROSS信号的边沿，控制器16从超时查找表中选择对应于转子5的速度的超时时段T_TO。相同超时时段随后被控制器16使用，直到检测到Z_CROSS信号的进一步的边沿时为止。响应于Z_CROSS信号的进一步的边沿，控制器16从超时查找表中选择对应于转子5的速度的新的超时时段。因而，正如提前时段和续流时段，超时时段仅当AC电源4的电压跨过零时被更新，且在AC电源4的每一个半周期上保持恒定。
恒定功率
控制器16主要以提前换向单转换模式操作。在该模式内，转子5的速度在转子5经历不同负载时改变。随着转子速度改变，相绕组7中感生的反EMF的大小也改变。如果控制器16要采用固定的提前时段和超出时段，系统1的平均输入功率和平均输出功率会随转子速度改变。然而，可存在应用，可期望所述应用具有在特定速度范围上保持恒定输入或输出功率的电动机系统1。
电动机系统1的平均输入和输出功率还取决于AC电源4的RMS电压。然而，RMS电压可能不规则。再次，可存在应用，可期望所述应用具有不论AC电源4的电压变化而保持恒定输入或输出功率的电动机系统1。另外，两个不同国家中的市电电源可以在RMS电压而不是频率上不同。因此如果通过电动机系统1在两个国家中实现相同性能，这是有利的。
因而，为了在特定速度范围和/或电压范围上保持恒定平均功率（输入或输出），控制器16响应于AC电源4的RMS电压和/或转子速度的变化而调整提前时段和超出时段。
提前查找表因此存储针对多个转子速度和多个电压中的每一个的提前时段T_ADV。控制器16还包括超出偏移查找表，所述超出偏移查找表存储针对多个转子速度和多个电压中的每一个的超出偏移值T_OVR_OFFSET。每一个查找表因此是二维的，并通过转子速度和电压索引。如下更详细所述，控制器16采样DC_SMOOTH信号以获得AC电源4的RMS电压的测量值，其随后被控制器16使用以索引每一个查找表。
正如提前时段，控制器16响应于Z_CROSS信号的边沿更新超出偏移值。特别地，控制器16从超出偏移查找表中选择对应于转子速度和AC电源4的RMS电压的超出偏移值T_OVR_OFFSET。超出偏移因此仅当AC电源4的电压跨过零时被更新，且在AC电源4的每一个半周期上保持恒定。
响应于HALL信号的每一个边沿，控制器16从超出正弦查找表中选择对应于自AC电源4的之前过零起已经逝去的时间段t的超出正弦值T_OVR_SINE。控制器16随后将超出偏移值T_OVR_OFFSET和超出正弦值T_OVR_SINE相加，以获得超出时段T_OVR。
提前时段T_ADV和超出时段T_OVR可以因此定义为：
T_ADV=T_ADV_TABLE[速度,电压]
T_OVR=T_OFFSET_TABLE[速度,电压]+T_OVR_SINE_TABLE[t]
提前时段和超出时段因此响应于转子速度和AC电源4的RMS电压的变化而被调整，以便确保实现恒定平均功率（输入或输出）。还可以响应于转子速度和/或RMS电压来调整超出振幅T_OVR_AMP。例如，控制器16可存储超出振幅查找表，所述超出振幅查找表存储针对多个转子速度和/或电压中的每一个的超出振幅值T_OVR_AMP。控制器16会随后响应于Z_CROSS信号的每一个边沿而更新超出振幅值。通过将超出振幅值T_OVR_AMP与从正弦查找表获得的值相乘会随后获得超出正弦值T_OVR_SINE。然而，两个数值的相乘增加了控制器16执行的指令的数量。另外，会需要具有较高位分辨度的控制器16，以便处理乘法。因而，为了相对较简单和廉价的微控制器可以用于控制器16，不调整超出振幅。但是，一旦证明有必要或期望这样做，超出振幅也可以被调整。
恒定平均功率在由SPEED_CP_MIN和SPEED_CP_MAX界定的速度范围上和在由V_CP_MIN和V_CP_MAX界定的电压范围上被保持。超出这些范围，控制器16不试图保持恒定平均功率。这么做的原因可改变，取决于电动机系统1的特点。例如，在低于V_CP_MIN的电压下，可能不能在电动机2的每一个电半周期上将足够电流驱动至相绕组7中以便保持恒定平均功率。替换地，电动机系统1的效率可在低于V_CP_MIN的电压下显著地急下降，或在该电压以下保持恒定平均功率可导致过多电流谐波。
在恒定平均功率在具体速度范围和电压范围上被保持的同时，电动机系统1仍能够在超出这些范围的速度和电压下有效地操作。电动机系统1因此具有由SPEED_MIN和SPEED_MAX限定的速度范围和由V_MIN和V_MAX限定的操作电压范围。提前查找表和超出偏移查找表存储覆盖电动机系统1的全操作速度和电压范围的值。然而，仅在SPEED_CP_MIN和SPEED_CP_MAX之间的速度下和V_CP_MIN和V_CP_MAX之间的电压下实现恒定平均功率。
电压和温度测量
控制器16的外围设备19包括具有多个通道的模拟数字转换器（ADC）。ADC的第一通道联接至DC_SMOOTH信号的输入引脚，ADC的第二通道联接至TEMP信号的输入引脚。
为了测量AC电源的RMS电压，处理器17选择ADC的第一通道并使用ADC采样DC_SMOOTH信号。R6、C2电路的时间常数足够长，以使得DC_SMOOTH信号在AC电源4的每一个半周期上表现较恒定。DC_SMOOTH信号因此提供AC电源4的峰值电压的测量值。由于峰电压与RMS电压直接成比例，DC_SMOOTH还提供RMS电压的测量值。尽管DC_SMOOTH信号在AC电源4的每一个半周期上较恒定，但信号仍具有由逆变器10的转换引起的小程度的高频波动。因而，为了补偿该波动，处理器17在AC电源4的每一个周期上采样DC_SMOOTH信号许多次。处理器17采取采样的平均值，以便获得AC电源4的RMS电压的测量值。
为了测量温度，处理器17选择ADC的第二通道并使用ADC采样TEMP信号。再次，处理器17采样TEMP信号许多次并确定平均值，以便获得温度的测量值。通过采取多次采样的平均，控制器16没有无意地对TEMP信号中的寄生噪音或电动机系统1内的瞬时温度变化起反应。
当在相对较高转子速度下操作时，ADC选择通道和采样相关输入信号所需要的时间可能延迟其他例程的执行。如下更详述的，任何延迟都可能不利地影响电动机系统1的性能。因而，当采样DC_SMOOTH或TEMP时，采样过程被分为三个不同步骤，每一个步骤响应于HALL信号的边沿被相继执行。
响应于HALL信号的第一边沿，处理器17选择ADC的合适通道。响应于第二边沿，处理器17启动ADC。响应于第三边沿，处理器17读取ADC的输出寄存器。处理器17读取的输出因此表示被选择的输入信号（即，DC_SMOOTH或TEMP）的单个样本。处理器17读取的样本随后被存储到存储装置18。该三步骤过程随后被重复，以获得输入信号的进一步样本，所述样本随后被加至已经存储在存储装置18中的值。存储在存储装置18中的值因此对应于处理器17读取的各个样本的和。三步骤过程被重复预定次数。处理器17随后以该预定次数除存储在存储装置18中的值，以获得输入信号的平均测量值。
通过将采样过程分为三个不同步骤，采样输入信号所需的时间分散为跨电动机2的三个电半周期。因而，在电动机2的每一个电半周期期间控制器16采样输入信号花费的时间显著减少，并因此事件冲突的可能性减少。
控制器16同时采样DC_SMOOTH和TEMP信号。如图7中所示，控制器16对DC_SMOOTH信号执行该三步骤过程，以获得AC电源4的RMS电压的单个样本。控制器16随后对TEMP信号执行该三步骤过程，以获得温度的单个样本。交替采样DC_SMOOTH和TEMP的该过程随后被重复预定次数。存储装置18因此存储与AC电源4的RMS电压的样本的和对应的第一值和与温度的样本的和对应的第二值。
不是同时采样DC_SMOOTH和TEMP信号，控制器16可以相继地采样两个输入信号。特别地，控制器16可先采样DC_SMOOTH信号预定次数，随后采样TEMP信号预定次数。通过相继地而不是同时地采样两个输入信号，ADC的通道针对每一组样本仅变化一次。因此，选择通道的步骤可以从除了正好第一样本之外的所有样本去掉。两步骤过程（即，开始ADC和读取ADC）于是可以用于采样除了正好第一样本之外的所有样本。因而，较大数量的样本可以在特定时间段上被采集。然而，相继采样两个输入信号的缺点是，对于每一个信号，存在一时段，在该时段期间信号不被测量。
控制器16仅具有一个ADC，所述ADC需要用于采样两个输入信号，即，DC_SMOOTH和TEMP。正是由于该原因，采样过程包括选择ADC通道的步骤。如果温度传感器15从控制系统3省略，AC电源4的RMS电压可被采样，而不需要通道选择。替换地，如果控制器16的外围设备包括附加ADC，则每一个输入信号可以被专门的ADC采样，且因此选择通道的步骤也可被省略。但是，在两种情况下，采样过程继续被分为两个步骤，使得采样输入信号所需的时间分散为跨电动机2的两个电半周期。
在图7所示的特定实施例中，采样过程的每一个步骤响应于HALL信号的相继边沿而被执行。这于是具有优势：每一个样本被较快地获得，即，在HALL信号的三个边沿之后。但是，不是必须响应于HALL信号的相继边沿执行每一个步骤。例如，采样过程的每一个步骤可响应于HALL信号的每两个或三个边沿被执行。尽管这于是需要较长时间段以获得每一个采样，控制器16可以使用不处理ADC的时间来执行其他例程。
不是将各个样本的平均值用作输入信号的测量值，控制器16可替换地使用样本的和。替换地，控制器16可将样本的峰值用作输入信号的测量值。例如，在从ADC的输出寄存器读取样本之后，处理器17可将样本与存储在存储装置18中的值进行比较。如果样本大于存储在存储装置18中的值，处理器17用样本的值重写该值。比较和重写的步骤随后针对预定数量样本中的每一个重复。在已经采集了所有样本之后，存储在存储装置18中的值代表样本的峰值。当测量峰值时，代表AC电源4的电压的输入信号不是必须是平滑的，只要采样跨过AC电源4的至少一个半周期。因而，平滑化电容器C2可以被省略，或电容值可显著降低以便减少控制系统3的尺寸和/或成本。
除了当在速度下操作时测量温度和AC电源4的电压，控制器16还测量初始加电期间的电压和温度。进行该初始检查，以便确保电动机系统1内的温度和AC电源4的RMS电压处于安全操作限制内。在该初始阶段，控制器16在采样输入信号中花费的时间不关键。因而，在初始加电期间，控制器16采样电压和温度，而没有将过程分为三个步骤。
查找表
控制器16的存储装置18存储多个查找表，每一个具有特定速度和/或电压分辨度。每一个查找表的分辨度不需要与其他查找表的分辨度相同，并可以跨查找表改变。例如，提前查找表可以在相对较低速度下每10krpm存储提前时段，其逐渐增加至在相对较高速度下的1krpm。
在多转换模式和单转换模式下均采用提前换向。在单转换模式下，提前时段响应于转子速度和AC电源4的RMS电压两者的变化而被调整，以便保持恒定平均功率。在多转换模式下，不必响应于电压的变化而调整提前时段。因而，为了最小化需要存储提前查找表的存储器的量，存储装置18存储两个提前查找表：一维查找表，其通过在低于SPEED_SINGLE的速度下操作时的转子速度索引；和二维查找表，其通过处于SPEED_SINGLE或SPEED_SINGLE以上的速度下的转子速度和电压索引。
不是存储绝对值，每一个查找表可存储差值。控制器16随后存储基准值，差值被应用于该基准值。因而，当更新特定参数时，控制器16索引相关查找表以选择差值，并将该差值应用至基准值以获得参数。因此，例如，控制器16可以采用针对转子速度85krpm、90krpm和95krpm的47μs、50μs和52μs的提前时段。控制器16可随后将50μs作为基准值存储。提前查找表会随后存储‑2μs、0μs、和1μs用于三个速度中的每一个。存储差值通常需要比绝对值更少的存储器。因此，查找表可以被更有效地存储。用于查找表的较高分辨度可随后针对给定的存储器的量被实现。替换地或此外地，可以使用具有较小存储容量的较廉价控制器。因此，在更一般的意义上，每一个查找表可以说是存储控制值（例如，绝对值或差值），所述控制值被控制器16使用以确定相关参数，例如，提前时段、超出偏移等。
为了减少控制器16执行的指令的数量，控制器16仅更新相关操作模式所需的那些参数。例如，当以同步换向模式操作时，控制器16没有选择或更新提前时段的需要。类似地，当以单转换模式操作时，控制器16没有选择或更新续流时段的需要。作为仅更新特定操作模式所需的那些参数的结果，当转子到达SPEED_SINGLE时，控制器16没有立即从多转换模式变化至单转换模式。如果控制器16要立即从多转换变化值单转换模式，控制器16将不知道自AC电源4的电压的之前过零起已经逝去了多长时间段。因此，控制器16将不知道使用什么超出时段。因而，当转子速度达到SPEED_SINGLE时，控制器16等待，直到Z_CROSS信号的下一边沿，然后从多转换模式变化至单转换模式。
随着电动机2从静止加速，霍尔时段的长度减少。因而，如果参数（例如，续流时段）在HALL信号的每第n个边沿被更新，则每一次更新之间的间隔会逐渐减少。每一个参数会于是在低速下以较低的频率被更新，而在高速下以较高频率被更新。通过响应于AC电源4的电压的过零而更新每一个参数，每一个参数以规则间隔被更新，而不论速度如何。
如果在以单转换模式下操作的同时，参数在HALL信号的每第n个边沿上被更新，参数会在AC电源4的周期内的不同点处更新。这继而可潜在地增加从AC电源4得到的电流波形的谐波含量。另外，当电动机系统1以恒定平均速度操作时，由于DC链电压的正弦增加和减少，转子5的即时速度仍在AC电源4的每一个半周期上改变。如果参数在HALL信号的每第n个边沿上被更新，可选择不同的参数值，而不管电动机系统1的平均速度还未变化的事实。再次，这可以引起从AC电源4得到的电流波形内的增加的谐波。通过响应于AC电源4的过零而更新每一个参数，AC电源4的周期中的相同基准点被使用。因而，实现了更稳定的电流波形。此外，通过在AC电源4的每半周期仅更新一次参数，控制器16执行的指令被保持相对较简单，且因此可以使用更简单和更廉价的微控制器。当然，如果非常期望，可以通过在Z_CROSS信号的每第n个边沿上更新而以较低频率更新各个参数。
电动机操作
现在将描述在电动机系统1从静止加速至运行速度时电动机系统1的操作。如可从图8中看到的，控制器16具有六个操作模式：初始化，静止，低速加速，高速加速，运行，和故障。在各个操作模式内，控制器16通过使用以下四个参数中的一个或多个来控制电动机2：续流时段、提前时段、超出时段、和超时时段。
初始化模式
在加电时，控制器16使得外围设备19运行并采样DC_SMOOTH信号和TEMP信号，以便获得电动机系统1内的温度和AC电源4的RMS电压的测量值。如果RMS电压小于欠电压阈值V_MIN，或大于过电压阈值V_MAX，则控制器16将‘欠电压’或‘过电压’错误写到存储装置18并进入故障模式。类似地，如果温度小于欠温度阈值TEMP_MIN，或大于过温度阈值TEMP_MAX，则控制器16将‘欠温度’或‘过温度’错误写到存储装置18并进入故障模式。
如果RMS电压和温度处于操作阈值内，控制器16确定转子5的速度是否超过静止阈值SPEED_STATIONARY。如上所述，电动机5的速度从HALL信号的两个相继边沿之间的间隔，即霍尔时段，获得。如果控制器16没有检测到与SPEED_STATIONARY对应的时间段内的HALL信号的两个边沿，控制器16进入静止模式。否则，控制器16进入低速加速模式。
静止模式（ω<SPEED_STATIONARY）
控制器16反向驱动电动机2持续预定的反向驱动时间T_RD。为了当前描述的目的，将假设响应于当HALL信号逻辑上低时将相绕组7从左至右驱动以及当HALL信号逻辑上高时将相绕组7从右至左驱动而向前驱动电动机2。因此，响应于当HALL信号逻辑上低时将相绕组从右至左驱动以及当HALL信号逻辑上高时将相绕组7从左至右驱动而反向驱动电动机2，如图9中详示。
暂时地反向驱动电动机2应致使转子5或向前进方向旋转或采用相对于定子6的特定角位置。转子5是否向前旋转或与定子6对齐将取决于转子5的开始位置。转子5因此或向前进方向运动，或处于准备好沿前进方向加速的位置。
在暂时地反向驱动电动机2之后，控制器16使相绕组7换向，以便向前驱动电动机2。向前驱动应致使转子5沿前进方向旋转。如果转子5如预期地旋转，HALL信号的边沿应发生在预定时间T_FD内。如果没有边沿在预定时间T_FD内被检测到，控制器将‘启动失败’错误写到储存装置18并进入故障模式。否则，控制器16响应于HALL信号的边沿而使相绕组7换向，以便继续向前驱动电动机2。HALL信号的第二边沿应随后发生在与SPEED_STATIONARY对应的时间段内。如果第二边沿在预定时间内被检测到，则控制器16进入低速加速模式。否则，控制器将‘启动失败’错误写到储存装置18并进入故障模式。
低速加速模式（SPEED_STATIONARY≤ω<SPEED_ADV）
当在低速加速模式下操作时，控制器16在同步换向多转换模式下驱动电动机2。图10示出在几个霍尔时段上HALL信号、控制信号、和相电流的波形。
响应于HALL信号的每一个边沿，控制器16立即使相绕组7换向（即，通过反转DIR1和DIR2，和通过设定FREEWHEEL#）。控制器16随后基于霍尔时段T_HALL来确定转子5的速度。控制器16随后检验过零标记，该标记响应于Z_CROSS信号的边沿而被设定。如果标记被设定以及转子5的速度大于或等于SPEED_ADV，控制器16进入高速加速模式。在另一方面，如果过零标记被设定但转子速度小于SPEED_ADV，控制器16更新续流时段T_FW和超时时段T_TO并清除过零标记。续流和超时时段通过使用转子速度索引续流和超时查找表而被更新。
在检验过零标记之后，且如果有必要更新续流和超时时段，控制器16执行用于采样DC_SMOOTH和TEMP信号的三个步骤中的一个。如果已经采集了预定数量的样本，控制器16确定样本的平均值，以获得AC电压4的RMS电压或电动机系统1内的温度的测量值。如果RMS电压小于V_MIN或大于V_MAX，或如果温度小于TEMP_MIN或大于TEMP_MAX，控制器16将对应的错误写到存储装置18并进入故障模式。
在换向之后，控制器16继续激励相绕组7，直到过流事件发生或超时时段T_TO终止。响应于这两个事件的任一个，控制器16使相绕组7续流（即，通过清除FREEHWEEL#）持续续流时段T_FW。在续流时段结束时，如果相绕组7中的电流超过过流阈值，控制器16再次使相绕组7续流持续续流时段T_FW。否则，在续流时段结束时，控制器16恢复相绕组7的激励（即，通过设定FREEWHEEL#）。
控制器16因此使相绕组7换向与HALL信号的边沿同步，并响应于Z_CROSS信号的边沿更新续流时段和超时时段。控制器16在同步换向多转换模式下驱动电动机2，直到转子5的速度达到SPEED_ADV的时候位置。在达到SPEED_ADV时，控制器16响应于Z_CROSS信号的下一边沿进入高速加速模式。
高速加速模式（SPEED_ADV≤ω<SPEED_SINGLE）
当在高速加速模式下操作时，控制器16在提前换向多转换模式下驱动电动机2。图11示出在几个霍尔时段上HALL信号、控制信号、和相电流的波形。
响应于HALL信号的每一个边沿，控制器16基于霍尔时段T_HALL来确定转子5的速度。控制器16随后检验过零标记，其响应于Z_CROSS信号的边沿而被设定。如果标记被设定以及转子5的速度大于或等于SPEED_SINGLE，控制器16进入运行模式。在另一方面，如果过零标记被设定以及转子速度小于SPEED_SINGLE，控制器16更新提前时段T_ADV、续流时段T_FW和超时时段T_TO并清除过零标记。提前、续流和超时时段通过使用转子速度索引对应的查找表而被更新。
在检验过零标记之后，且如果有必要更新提前、续流和超时时段，控制器16通过从霍尔时段T_HALL减去提前时段T_ADV来计算换向时段T_COM。控制器16随后将换向时段T_COM加载到计时器。
在计算换向时段之后，控制器16执行用于采样DC_SMOOTH和TEMP信号的三个步骤中的一个。如果已经采集了预定数量的样本，控制器16确定样本的平均值，以获得AC电压4的RMS电压或电动机系统1内的温度的测量值。如果RMS电压小于V_MIN或大于V_MAX，或如果温度小于TEMP_MIN或大于TEMP_MAX，控制器16将对应的错误写到存储装置18并进入故障模式。
控制器16接着在计时器已经计入换向时段T_COM之后使相绕组7换向（即，通过反转DIR1和DIR2，和通过设定FREEWHEEL#）。因此，控制器16在HALL信号的下一边沿之前以提前时段T_ADV使相绕组7换向。在换向之后，控制器16激励相绕组7，直到过流事件发生或超时时段T_TO终止。响应于这两个事件中的任一个，控制器16使相绕组7续流（即，通过清除FREEHWEEL#）持续续流时段T_FW。在续流时段结束时，如果相绕组7中的电流超过过流阈值，控制器16再次使相绕组7续流持续续流时段T_FW。否则，在续流时段结束时，控制器16恢复相绕组7的激励（即，通过设定FREEWHEEL#）。
控制器16因此在HALL信号的边沿之前使相绕组7换向，并响应于Z_CROSS信号的边沿更新提前时段、续流时段和超时时段。控制器16在提前换向多转换模式下驱动电动机2，直到转子5的速度达到SPEED_SINGLE的时候为止。在达到SPEED_SINGLE时，控制器16响应于Z_CROSS信号的下一边沿进入运行模式。
运行模式（SPEED_SINGLE≤ω）
当在运行模式下操作时，控制器16在提前换向单转换模式下驱动电动机2。图12示出在几个霍尔时段上HALL信号、控制信号、和相电流的波形。
响应于HALL信号的每一个边沿，控制器16基于霍尔时段T_HALL来确定转子5的速度。期望转子5的速度保持在由SPEED_MIN和SPEED_MAX界定的速度范围内。但是，控制器16将允许该范围外的瞬时速度。因而，如果转子5的速度掉落在SPEED_MIN以下持续比T_US长的时间段，控制器16将‘欠速度’错误写到存储装置18并进入故障模式。类似地，如果转子5的速度超过SPEED_MAX持续比T_OS长的时间段，控制器16将‘过速度’错误写到存储装置18并进入故障模式。但是，一旦转子5的速度超过SPEED_TRIP，控制器16立即将‘速度脱扣’错误写到存储装置18并进入故障模式。在超过SPEED_TRIP的速度下，机械和/或电故障的可能性显著增加。
控制器16随后检验过零标记，其响应于Z_CROSS信号的边沿而被设定。如果过零标记被设定，控制器16更新提前时段T_ADV和超出偏移值T_OVR_OFFSET。通过使用转子速度和AC电源4的测得的RMS电压索引相关查找表更新每一个值。在更新提前时段和超出偏移值后，控制器16清除过零标记，并开始过零计时器。
在检验过零标记之后，且如果有必要更新提前时段和超出偏移值，控制器16通过从霍尔时段T_HALL减去提前时段T_ADV来计算换向时段T_COM。控制器16随后将换向时段T_COM加载到计时器。在确定换向时段之后，控制器16使用过零计时器存储的时间t索引超出正弦查找表，以选择超出正弦值T_OVR_SINE。控制器16随后将超出偏移值T_OVR_OFFSET和超出正弦值T_OVR_SINE相加，以获得超出时段T_OVR。
在确定换向和超出时段之后，控制器16执行用于采样DC_SMOOTH和TEMP信号的三个步骤中的一个。如果已经采集了预定数量的样本，控制器16确定样本的平均值，以获得AC电压4的RMS电压或电动机系统1内的温度的测量值。如果RMS电压小于V_MIN或大于V_MAX，或如果温度小于T_MIN或大于T_MAX，控制器16将对应的错误写到存储装置18并进入故障模式。
控制器16接着在计时器已经计入换向时段T_COM之后使相绕组7换向（即，通过反转DIR1和DIR2，和通过设定FREEWHEEL#）。因此，控制器16在HALL信号的下一边沿之前以提前时段T_ADV使相绕组7换向。在换向之后，控制器16激励相绕组7，直到过流事件发生。响应于过流事件，控制器16继续激励相绕组7持续超出时段T_OVR。在超出时段已经逝去之后，控制器16使相绕组7续流（即，通过清除FREEHWEEL#）。续流随后无限期地继续，直到控制器16下一次使相绕组7换向的时候为止。控制器16因此在HALL信号的每一个边沿之前使相绕组7换向，响应于HALL信号的每一个边沿更新超出时段，以及响应于Z_CROSS信号的每一个边沿更新提前时段和超出偏移值。
当在运行模式下操作时，由转子5在相绕组7中感生的反EMF的大小具有足够大小，使得相绕组7中的电流不能上升至过高水平，即使在没有过流事件的情况下也是如此。因此，当在运行模式下运行时，控制器16不采用超时时段。这随后减少了控制器16执行的指令的数量。
控制器16在由SPEED_MIN和SPEED_MAX界定的操作速度范围上驱动电动机2，该速度响应于负载的变化而改变。在该速度范围内，控制器16选择确保恒定平均功率在SPEED_CP_MIN和SPEED_CP_MAX之间实现的控制值。因而，恒定平均功率针对不同负载实现。控制器16还在由V_MIN和V_MAX界定的电压范围上驱动电动机2。在该电压范围内，控制器16选择确保恒定平均功率在V_CP_MIN和V_CP_MAX之间实现的控制值。因而，实现了相同的功率和性能，而不论AC电源4的电压的变化。
故障模式
控制器16响应于错误进入故障模式，意图阻止或限制对电动机系统1的损害。控制器16因此通过在进入故障模式时清除DIR1和DIR2而停用电动机2。控制器16可以要求至电动机系统1的电力在电动机系统1可被重新使用前被关掉。替换地，控制器16可阻止电动机系统1的任何进一步使用；这可取决于已经发生的故障的类型。
益处
对于由AC电源驱动的常规永磁体电动机，相绕组中感生的反EMF使得难于准确地控制从AC电源得到的电流的量。因此，从AC电源得到的电流的波形将通常具有高谐波含量，导致较差的功率因数。为了解决该问题，常规永磁体电动机一般包括有源功率因数校正（PFC）电路。有源PFC电路输出规则DC电压，用于在激励相绕组中使用，同时确保从AC电源得到的电流基本上正弦。因此，可以获得相对较高的功率因数。但是，有源PFC电路的包括增加电动机系统的成本。另外，PFC电路需要高电容值DC链电容器，以便由PFC电路采样的DC链电压稳定。没有稳定的DC链电压，PFC电路会估计不正确的电流命令水平，导致较差的电流谐波。但是，高电容值DC链电容器实体上较大并且昂贵。
通过本发明的电动机系统1，控制器16采用与DC链电压直接成比例的过流阈值和跨过AC电源4的每一个半周期改变的超出时段。最终结果是，在电动机2的每一个电半周期期间，针对跨过AC电源4的每一个半周期改变的传导时段，控制器16激励相绕组7。特别地，传导时段的长度基本上在AC电源4的每一个半周期上以半正弦曲线改变。因此，从AC电源4得到的电流的波形接近正弦曲线的波形。因此实现了相对较高的功率因数和低谐波含量，而不需要PFC电路或高电容值链电容器。
图13示出可通过本发明的电动机系统1实现的电流波形。电流波形覆叠有完美的正弦曲线，用于比较的目的。通过采用跨过AC电源4的每一个半周期改变的传导时段，电流波形可被实现为，对于该电流波形，低阶谐波的振幅相对较小。在图13的电流波形中可看到的高频波动由逆变器转换引起。
针对不具有谐波含量的电流波形实现了单位功率因数。随着谐波含量增加，功率因数降低。本发明的电动机系统1因此能够实现相对较高的功率因数。实际上，通过本发明的电动机系统，可实现至少0.95的功率因数。因此，电动机系统1能够针对给定的峰值电流实现相对较高的平均输入功率。相反地，具有相对较大的低阶谐波的电动机系统将遭受较差的功率因数之累。因此，针对相同峰值电流实现了较低平均输入功率。为了补救这种情况，可以增加峰值电流的水平。但是，随着峰值电流增加，系统的效率由于增加的功率损失而降低。另外，过高峰值电流可以损害逆变器的开关和/或使转子退磁。
许多国家具有规定，所述规定对可从市电电源得到的电流谐波的大小加以严格限制，例如，IEC61000‑3‑2。通过利用适当的提前时段、超出偏移、和超出振幅的值，电动机系统1能够跨电动机系统1的整个全操作速度和电压范围符合谐波标准。实际上，图13的电流波形，尽管不是完美正弦，还是符合IEC61000‑3‑2中列出的谐波标准。
与常规电动机系统相比，本发明的电动机系统1实现具有相对较小的低阶谐波的电流波形，而不需要有源PFC电路或高电容值链电容器。控制系统3的链电容器C1仅被用于平滑化由于逆变器转换造成的相对较高频率的波动。不需要链电容器C1来平滑化处于基本频率下的DC链电压。这样，可以使用链电容器，其导致在基本频率下的50%或更多的DC链电压中的波动，即，Vr=(Vmax‑Vmin)/Vmax≥0.5。控制器16仍确保，即使在该水平的波动下，低阶谐波被保持为相对较小，且因此好的功率因数可以在相对较高的平均输入功率下实现。实际上，图13的电流波形在100%的电压波动下实现。由于链电容器C1仅被需要用于过滤高频转换波动，可以使用相对较低电容值的链电容器，因此显著减少电动机系统1的成本和尺寸。
由于可通过电动机系统1实现的相对较高的功率因数，相对较高的平均输入功率可被实现，而不管DC链电压的波动。可实现的平均输入功率将自然地取决于AC电源4的RMS电压。但是，针对100V的RMS电压，超过1000W的恒定平均输入功率可实现，而不论DC链电压的波动。因而，当与市电电源一起使用时，电动机系统1能够实现至少1000W的恒定平均输入功率。
通过选择提前时段T_ADV、超出偏移T_OVR_OFFSET和超出振幅T_OVR_AMP的适当的值，期望的平均输入或输出功率可以被实现用于电动机系统1。此外，合适的值可以被选择为使得电动机系统1在每一个操作点（即，速度和电压）的效率被优化用于期望的输入或输出功率。这就是说，T_ADV、T_OVR_OFFSET和T_OVR_AMP的各组值可以导致相同的期望平均输入或输出功率。但是，从这些各组值中，提供最好效率的单个组可以被选择。
提前时段、超出偏移和超出振幅中的一个或多个可以响应于转子速度和/或AC电源4的RMS电压的改变而被调整，使得针对平均输入或输出功率的特定分布在速度范围和/或电压范围上被获得。特别地，通过响应于转子速度和/或RMS电压的改变而调整至少提前时段和超出偏移，可以实现相同的平均输入或输出功率。
针对单个电动机系统，合适的值可以被选择为使得平均功率（输入或输出）的改变在跨过至少10krpm的速度范围和/或跨过至少10V的电压范围上不超过±1%。但是，如果在多个大批量生产的电动机系统中使用相同的值，针对每一个电动机系统的平均功率的改变由于部件和制造公差而增加。但是，合适的值可以被选择为使得平均功率的改变针对大量生产的电动机系统在前述速度和电压范围上不超过±5%。还可以在相对较高的速度下实现恒定平均功率（即，在±5%内）。特别地，恒定平均功率可以在具有大于60krpm最小值和大于80krpm的最大值的速度范围上被实现。实际上，恒定平均功率可以在超过100krpm的速度下被实现。除了在速度和/或电压范围上实现恒定平均功率之外，合适的值可以被选择为使得至少80%的效率在该速度和/或电压范围上被保持。
本发明因此提供高功率电动机系统1，其能够符合现有的谐波标准，而不需要有源PFC电路或高电容值链电容器。此外，电动机系统1能够在转子速度和RMS电压的范围上实现较高效率（即，至少80%）以及恒定平均功率（即，在±5%内）。
事件冲突
控制器16响应于不同事件执行不同软件例程。例如，控制器16响应于HALL信号的边沿而执行特定例程。控制器16响应于过流事件等而执行不同例程。
相对较简单的微控制器通常包括单线程处理器。因而，当处理器响应于特定事件而执行例程时，处理器不能响应其他事件，直到其已经完成执行该例程的时候。因而，当两个事件冲突时，其中一个事件例程的执行将被延迟。
当在相对较低转子速度下操作时，与总霍尔时段相比较，对特定例程的执行的任何延迟将相对较小。因而，延迟不大可能不利地影响电动机系统1的性能。而且，期望在低于SPEED_SINGLE的速度下花费的时间相对较短，且因此事件冲突可对电动机系统1性能的任何影响在这些速度下不视为是关键的。但是，在处于SPEED_SINGLE或在SPEED_SINGLE以上的速度下，例程的执行的任何延迟可不利地影响电动机系统1的性能。特别地，延迟可影响输入功率、输出功率、效率和电流谐波中的一个或多个。
例如，当在单转换模式下操作时，控制器16响应于HALL信号的每一个边沿而计算换向时段T_COM和超出时段T_OVR。如果在该时间期间过流事件发生，则过流例程不会被执行，直到控制器16已经完成执行霍尔例程的时候为止。因此，比理想期望的更多的电流会被驱动至相绕组7中。替换地，如果在控制器16正在执行过流例程的同时HALL信号的边沿要发生，霍尔例程的执行会被延迟。由于霍尔例程用于计算相绕组7被换向所处于的时间，霍尔例程的执行中的任何延迟将具有减少提前时段的作用。在这些示例的每一个中，由于较小的过流阈值，冲突可能在AC电源4的电压的过零附近发生。因而，不管被驱动到相绕组7中的电流的量未被良好控制的事实，在功率和效率上的净作用不大可能是显著的。但是，在电流谐波上的净作用可以是显著的。
可以采用各测量值，以便最小化事件冲突的风险。特别地，冲突的风险可以通过简化每一个例程的指令以使得执行每一个例程的所需的时间保持得相对较短而被减少。为了该原因，控制器16使用存储控制值（为时间段形式）的查找表。通过使用存储时间段的查找表，控制器16进行的数学计算可以被保持为相对较简单。特别地，数学计算可被限于简单的加（例如，当计算超出时段时）和减（例如，当计算换向时段时）。但是，不管这些测量值，事件冲突可在相对较高的速度下在相对简单的处理器中发生。
事件冲突可以通过具有更快或多核处理器而被解决。但是，两种选择均增加控制器16的成本。相应地，现在将描述用于在单转换模式下驱动电动机2的两种替换方案。两种方案均减少在电动机2的每一个电半周期期间发生的事件的数量，且因此减少事件冲突的可能性。在描述两种替换方案之前，针对上述方案首先进行考虑的是在电动机2的每一个电半周期期间发生的事件。为了清楚的目的，上述用于单转换模式的控制方案会在下文中称为“过流单转换模式”。用于单转换模式的两个替换控制方案将称为“无限续流单转换模式”和“有限续流单转换模式”。
过流单转换模式
事件处理的共同方法是通过中断的使用。响应于中断，控制器16中断主代码的执行并通过执行中断服务例程（ISR）来服务中断。
当在过流单转换模式下操作时，控制器16采用以下四个中断：霍尔、过流、续流和换向。图14示出当在过流单转换模式下操作时HALL信号、控制信号和相电流的波形，以及控制器16采用的中断。
霍尔中断响应于HALL信号的边沿而产生。在服务霍尔中断中，控制器16随后首先检验过零标记，所述过零标记响应于Z_CROSS信号的边沿而被设定。如果过零标记被设定，控制器16更新提前时段和超出偏移值，并清除过零标记。Z_CROSS信号因此用于设定标记而不是产生中断。这于是最小化中断的总数，以及因此最小化中断冲突的可能性。在检验过零标记之后，控制器16计算换向时段T_COM和超出时段T_OVR。控制器16随后将换向时段加载到第一计时器Timer1中。最后，控制器16执行用于采样DC_SMOOTH和TEMP信号的三个步骤中的一个。
过流中断响应于由电流调节器22输出的逻辑上低的过流信号而产生。在服务过流中断中，控制器16将超出时段T_OVR加载到第二计时器Timer2。
当超出时段已经逝去时，续流中断由第二计时器产生。在服务续流中断时，控制器16使相绕组7续流。
当换向时段已经逝去时，换向中断由第一计时器产生。在服务换向中断时，控制器16使相绕组7换向。
由于过流ISR负责用超出时段加载第二计时器，过流和续流中断不可能冲突。此外，通过确保提前时段比执行换向ISR所需的时间更长，可以避免霍尔和换向中断的冲突。但是，仍有四个可能的中断冲突，即霍尔和过流、霍尔和续流、换向和过流，以及换向和续流。
无限续流单转换模式
当在无限续流单转换模式下操作时，过流中断被停用，即，控制器16忽视由电流调节器22输出的过流信号。响应于HALL信号的边沿，除了换向时段T_COM，控制器16还计算传导时段T_CD。控制器16在HALL信号的边沿之后的时间T_COM处使相绕组7换向。在换向之后，控制器16激励相绕组7持续传导时段T_CD，在此之后，控制器16使相绕组7续流。
传导时段类似于在过流单转换模式下采用的超出时段。特别地，传导时段包括偏移值和正弦值。但是，与超出时段不同，传导时段的波形包括相对于AC电源4的电压周期的相移。
在过流单转换模式下，控制器16初始地激励相绕组7，直到相绕组7中的电流达到过流阈值。之后，控制器16激励相绕组7持续超出时段T_OVR。相绕组7被激励的总传导时段因此是初始激励时段和超出时段的和。相绕组7中的电流通过监测跨过每一个分流电阻器R1、R2的电压而被感测。更具体地，跨过每一个分流电阻器R1、R2的电压作为电流感测信号，I_SENSE_1和I_SENSE_2，被输出至控制器16。如图2中所示，每一个电流感测信号被RC滤波器R8、C3和R9、C4过滤，其用于去除高频噪声。RC滤波器的时间常数引入了相绕组7中测得的电流和实际电流之间的时间延迟。净结果是，传导时段的波形相对于AC电源4的周期相移。该相移有助于减少低阶电流谐波的大小。
在无限续流单转换模式下，停用过流中断。RC滤波器R8、C3和R9、C4因此不影响传导时段的波形。相应地，为了复制存在于过流单转换模式下的相移，传导时段的波形包括相对于AC电源4的周期的相移。传导时段T_CD因此由以下方程定义：
T_CD=T_CD_OFFSET+T_CD_AMP*abs{sin(θ+A_CD_PHASE)}
其中T_CD_OFFSET是偏移值，以及T_CD_AMP*abs{sin(θ+A_CD_PHASE)}是具有由T_CD_AMP定义的振幅的被整流正弦波。θ是AC电源4的电压周期中的角，以及A_CD_PHASE是相角。
角θ和传导相角A_CD_PHASE均可以被表示为时间间隔：
θ(deg)=t(sec)*f(Hz)*360(deg)
A_CD_PHASE(deg)=T_CD_PHASE(sec)*f(Hz)*360(deg)
因而，传导时段可以被定义为：
T_CD=T_CD_OFFSET+
T_CD_AMP*abs{sin({t+T_CD_PHASE}*f*360deg)}
更简单地，传导时段T_CD可以被视为：
T_CD=T_CD_OFFSET+T_CD_SINE
其中T_CD_OFFSET是独立于时间的传导偏移值，以及T_CD_SINE是取决于时间的传导正弦值。
T_CD_SINE由控制器16作为传导正弦查找表存储，所述查找表包括针对多个时间的每一个的传导正弦值T_CD_SINE。
在过流单转换模式下，控制器16响应于转子速度和AC电源4的电压的变化而调整提前时段和超出偏移值，以便保持恒定的平均功率。同样地，在无限续流单转换模式下，控制器16响应于转子速度和电压的变化而调整提前时段T_ADV和传导偏移值T_CD_OFFSET，以便保持恒定的平均功率。控制器16因此存储提前查找表和传导偏移查找表，其每一个被转子速度和电压索引：
T_ADV=T_ADV_TABLE[速度,电压]
T_CD_OFFSET=T_CD_OFFSET_TABLE[速度,电压]
在过流单转换模式下，控制器16初始地激励相绕组7，直到相绕组7中的电流达到过流阈值。过流阈值与DC链电压成比例，且因此该初始激励时段的长度对AC电源4的电压的变化敏感。初始激励时段的长度还对由转子5在相绕组7中感生的反EMF的大小的变化敏感。因而，初始激励时段对转子速度和AC电源4的电压两者均敏感。由于对每一个电流感测信号起作用的RC滤波器，该初始激励时段将相延迟引入传导时段的波形，这有助于减少低阶电流谐波的大小。在无限续流单转换模式中，相延迟通过使传导时段的波形相对于AC电源4的电压波形相移而被复制。由于相延迟对转子速度和AC电源4的电压敏感，控制器16响应于转子速度和电压的变化而调整传导时段波形的相位。控制器16因此包括传导相移查找表，所述传导相移查找表存储针对多个转子速度和多个电压中的每一个的相移值T_CD_PHASE_SHIFT。传导时段可以因此被定义为：
T_CD=T_CD_OFFSET_TABLE[速度,电压]+
T_CD_SINE_TABLE[t+T_CD_PHASE_SHIFT[速度,电压]]
提前时段T_ADV、传导偏移值T_CD_OFFSET、和传导相移值T_CD_PHASE_SHIFT每一个响应于Z_CROSS信号的边沿而被更新。所述值因此仅当AC电源4的电压跨过零时被更新，且在AC电源4的每一个半周期上保持恒定。
响应于HALL信号的边沿，控制器16确定自Z_CROSS信号的最近边沿起已经逝去的时间段t。控制器16随后使用逝去的时间t和传导相移值T_CD_PHASE_SHIFT的和来索引传导正弦查找表，以便选择传导正弦值T_CD_SINE。控制器16随后将传导偏移值T_CD_OFFSET和传导正弦值T_CD_SINE相加，以获得传导时段T_CD。
当在无限续流单转换模式下操作时，控制器16采用三个中断：霍尔、续流和换向。图15示出当在无限续流单转换模式下操作时，HALL信号、控制信号和相电流的波形，以及控制器16采用的中断。
霍尔中断响应于HALL信号的边沿而产生。在服务霍尔中断中，控制器16随后检验过零标记，所述过零标记响应于Z_CROSS信号的边沿而被设定。如果过零标记被设定，控制器16更新提前时段、传导偏移值和传导相移值，并清除过零标记。在检验过零标记之后，控制器16计算换向时段T_COM和传导时段T_CD。控制器16随后将换向时段加载到第一计时器Timer1中。最后，控制器16执行用于采样DC_SMOOTH和TEMP信号的三个步骤中的一个。
当换向时段已经逝去时，换向中断由第一计时器产生。在服务换向中断中，控制器16使相绕组7换向，并将传导时段加载到第二计时器Timer2中。
当传导时段已经逝去时，续流中断由第二计时器产生。在服务续流中断时，控制器16使相绕组7续流。
与过流单转换模式相比较，控制器16采用少一个中断。此外，由于换向ISR负责用传导时段加载第二计时器，换向和续流中断不可能冲突。因而，中断冲突的风险被显著地减少。
通过确保提前时段大于服务换向中断所需的时间（T_COM_ISR）且小于霍尔时段减去服务霍尔中断所需的时间（T_HALL_ISR），可避免霍尔和换向中断的冲突，即，
T_COM_ISR<T_ADV<T_HALL‑T_HALL_ISR
但是，续流中断仍可能与霍尔中断冲突。然而，如现在将描述的，控制器16可以配置为使得续流在传导时段结束时开始，而不需要产生中断。
具有能够在输出比较模式下操作的计时器的微控制器是已知的。在输出比较模式下，比较器将计时器的计数寄存器与输出比较寄存器进行比较。当两个寄存器的值对应时，比较器产生中断或设定/清除/切换微控制器的输出引脚。比较器承担的特定动作通常借助寄存器位而设定。
在一个实施例中，输出比较模式被控制器16利用以在不产生中断的情况下清除FREEWHEEL#信号。如图16中所示，控制器16的外围设备包括两个计时器30、31和比较器模块32。存储装置18包括用于每一个计时器30、31的计时器寄存器33、34和比较寄存器35。第一计时器30用于对换向时段T_COM计时，第二计时器31用于对传导时段T_CD计时。第二计时器31配置为在输出比较模式下操作。因而，当服务由第一计时器30产生的换向中断时，控制器16使相绕组7换向，将传导时段加载到比较寄存器35中，并重新设定第二计时器31。比较器模块32随后比较第二计时器寄存器34和比较寄存器35。当两个寄存器34、35对应时（其当传导时段已经逝去时发生），比较器模块32重新设定SR锁存器36，其继而清除控制器16的输出引脚21。该输出引脚21随后被控制器16使用，用于FREEWHEEL#信号。相应地，当传导时段逝去时，FREEWHEEL#被清除，而中断不产生。由于输出引脚被栓锁，FREEWHEEL#继续被清除，直到当控制器16服务换向中断时设定锁存器36的时候为止。
控制器16因此能够使用仅两个中断，即霍尔和换向，而在无限续流单转换模式下操作。然而，如上所述，可以通过确保提前时段被保持在特定限制内而避免霍尔和换向中断的冲突。因而，可以完全避免中断冲突。
取决于用于控制器16的微控制器的类型，可能不能使用输出比较模式对传导时段计时并清除用于FREEWHEEL#的输出引脚。例如，微控制器可能不具有能够在输出比较模式下操作的任何计时器。替换地，微控制器可以具有8位计时器和16位计时器，但仅16位计时器能够在输出比较模式下操作。然而，由于换向时段通常比传导时段长，可能必须使用16位计时器用于换向时段。在输出比较模式不可用于清除FREEWHEEL#的这些实例中，PWM模块可以替代地用于清除FREEWHEEL#，而不依靠中断，如现在将描述的。
图17示出一替换实施例，其中控制器16的外围设备19包括两个计时器30、31和PWM模块37。存储装置18包括用于每一个计时器30、31的计时器寄存器33、34，工作周期（duty‑cycle）寄存器38和时段寄存器39。第一计时器30同样用于对换向时段T_COM计时。然而，第二计时器31用作PWM模块37的时钟信号。PWM模块37包括一对比较器40、41和SR锁存器42。第一比较器40比较第二计时器寄存器34和工作周期寄存器38。当两个寄存器34、38的值对应时，第一比较器40重新设定SR锁存器42，所述SR锁存器36继而清除控制器16的输出引脚21。第二比较器41比较第二计时器寄存器34和时段寄存器39。当这两个寄存器34、39的值对应时，两件事发生。第一，第二比较器41设定SR锁存器42，所述SR锁存器42继而设定输出引脚21。第二，第二计时器31被重新设定。因此，控制器16的输出引脚21当第二计时器寄存器34和工作周期寄存器38对应时被清除，且当第二计时器寄存器34和时段寄存器39对应时被设定。
由PWM模块37切换的输出引脚21被控制器16使用，用于FREEHWEEL#信号。当服务换向中断时，控制器16使相绕组7换向，将传导时段加载到工作周期寄存器38中，并用与时段寄存器39的值相同的值加载第二计时器寄存器34。响应地，PWM模块37设定FREEHWEEL#，以及第二计时器寄存器34被重新设定。第二计时器31随后使第二计时器寄存器34增量，直到第二计时器寄存器34和工作周期寄存器38对应的时候为止。当两个寄存器34、38对应时（其当传导时段已经逝去时发生），PWM模块37清除FREEWHEEL#。相绕组7因此续流，而不需要中断。
如果时段寄存器39被设定得太低，第二计时器寄存器34和时段寄存器39可以在续流时段期间对应。这会随后致使FREEWHEEL#信号被过早地设定。相应地，为了续流不在换向之前结束，时段寄存器39存储最大可能值（例如，8位时段寄存器存储0xFF）。
在每一个以上实施例中，比较器将第二计时器寄存器的值与存储在比较寄存器中的值进行比较。当第二计时器寄存器和比较寄存器对应时，比较器清除用于FREEWHEEL#的输出引脚。在第一实施例中，比较器形成比较器模块32的一部分，而在第二实施例中，比较器形成PWM模块37的一部分。然而，可以使用控制器16的任何比较器，只要该比较器能够响应于计时器寄存器和比较寄存器的比较而（直接地或通过相关硬件）控制控制器16的输出引脚。
有限续流单转换模式
如同无限续流单转换模式，当在有限续流单转换模式下操作时，过流中断被停用。响应于HALL信号的边沿，除了换向时段T_COM，控制器16还计算驱走（drive‑off）时段T_DOFF。控制器16激励相绕组7持续驱走时段T_DOFF，在此之后，控制器16使相绕组7续流。续流随后继续，直到控制器16使相绕组7换向为止。
驱走时段类似于在无限续流单转换模式下采用的传导时段。特别的，驱走时段T_DOFF由以下方程定义：
T_DOFF=T_DOFF OFFSET+T_DOFF_AMP*abs{sin(θ+A_DOFF_PHASE)}
其中T_DOFF_OFFSET是偏移值，以及T_DOFF_AMP*abs{sin(θ+A_DOFF_PHASE)}是具有由T_DOFF_AMP定义的振幅的被整流正弦波。θ是AC电源4的电压周期中的角，以及A_DOFF_PHASE是相角。
角θ和驱走相角A_DOFF_PHASE均可以被表示为时间间隔：
θ(deg)=t(sec)*f(Hz)*360(deg)
A_DOFF_PHASE(deg)=T_DOFF_PHASE(sec)*f(Hz)*360(deg)
因而，驱走时段可以被定义为：
T_DOFF=T_DOFF_OFFSET+
T_DOFF_AMP*abs{sin({t+T_OVR_PHASE}*f*360deg)}
更简单地，驱走时段T_DOFF可以被视为：
T_DOFF=T_DOFF_OFFSET+T_DOFF_SINE
其中T_DOFF_OFFSET是独立于时间的驱走偏移值，以及T_DOFF_SINE是取决于时间的驱走正弦值。
驱走时段T_DOFF以与以上描述的用于传导时段T_CD相同的方式被控制器16存储和更新。特别地，控制器16存储通过时间索引的驱走正弦查找表，以及驱走偏移查找表和驱走相移查找表（其每一个通过转子速度和AC电源4的电压索引）。驱走时段可以因此被定义为：
T_DOFF=T_DOFF_OFFSET_TABLE[速度,电压]+
T_DOFF_SINE_TABLE[t+T_DOFF_PHASE_SHIFT[速度,电压]]
当在有限续流单转换模式下操作时，控制器16采用三个中断：霍尔、续流和换向。图18示出当在有限续流单转换模式下操作时HALL信号、控制信号和相电流的波形，以及控制器16采用的中断。
霍尔中断响应于HALL信号的边沿而产生。在服务霍尔中断中，控制器16检验过零标记，所述过零标记响应于Z_CROSS信号的边沿而被设定。如果过零标记被设定，控制器16更新提前时段、驱走偏移值和驱走相移值，并清除过零标记。在检验过零标记之后，控制器16计算换向时段T_COM和驱走时段T_DOFF。控制器16随后将换向时段加载到第一计时器Timer1中，以及将驱走时段加载到第二计时器Timer2中。最后，控制器16执行用于采样DC_SMOOTH和TEMP信号的三个步骤中的一个。
当驱走时段已经逝去时，续流中断由第二计时器产生。在服务续流中断时，控制器16使相绕组7续流。
当换向时段已经逝去时，换向中断由第一计时器产生。在服务换向中断时，控制器16使相绕组7换向。
因而，如同无限续流单转换模式，控制器16仅采用三个中断。这与在过流单转换模式中使用的四个中断成对比。此外，通过确保提前时段大于服务换向中断所需的时间，可以避免霍尔和换向中断的冲突。
如上针对无限续流单转换模式所述的，控制器16可以配置为使得续流在驱走时段结束时开始，而不需要产生中断。例如，第二计时器可以配置为在输出比较模式下操作，使得用于FREEWHEEL#的输出引脚在驱走时段逝去时被清除。替换地，控制器16可以包括PWM模块，其用于切换用于FREEWHEEL#的输出引脚。例如，当服务霍尔中断时，控制器16可将换向时段加载到第一计时器中，将驱走时段加载到工作周期寄存器中，和重新设定（reset）第二计时器。当接下来服务换向中断时，控制器16随后使相绕组7换向并用时段寄存器的值加载第二计时器的计数寄存器。
控制器16可因此配置为使用仅两个中断，即霍尔和换向，在有限续流单转换模式下操作。然而，如已注意到的，通过确保提前时段大于服务换向中断所需的时间可避免这两个中断的冲突。因而，可以完全避免中断冲突。
在有限续流单转换模式下，驱走时段相对于HALL信号的边沿被标注。因此，相绕组7的续流不能开始，直到在HALL信号的边沿之后。在无限续流单转换模式下，传导时段相对于换向被标注。由于换向在HALL信号边沿之前发生，相绕组7的续流可在HALL信号的边沿之前、在边沿上或在其之后开始。为了该原因，两个方案被称为有限续流和无限续流。
与过流单转换模式相比较，无限续流和有限续流单转换模式两者均采用较小数量的中断，且因此减少了中断冲突的风险。实际上，控制器16可以配置为使得完全避免中断冲突。但是，不管中断冲突的潜在可能，过流单转换模式具有自补偿电动机系统1内的容差和限制的优势。例如，控制器16采用过零计时器以监测自AC电源电压4的过零起逝去的时间。然而，过零计时器仅作为霍尔例程的一部分而开始。因此存在用于索引正弦查找表的时间改变。在进一步的示例中，在HALL信号的工作周期（duty cycle）的平衡中可存在容差。工作周期中的任何不平衡会将误差引入霍尔时段。电动机系统1中的容差和限制可以因此导致一些事件（例如，换向、续流等）中的小误差。在过流单转换模式下，控制器16初始地激励相绕组7，直到相绕组7中的电流达到过流阈值。初始激励时段的长度不被控制器16计时。因此，初始激励时段用于补偿一些计时误差。因而，更稳定的电流波形可当在过流单转换模式下操作时被实现。除了自补偿电动机系统1内的容差和限制之外，初始激励时段引入相位延迟，所述相位延迟用于衰减低阶电流谐波。在有限和无限续流单转换模式下，该相位延迟通过相移查找表的使用而被复制，这消耗重要的存储器资源。当在过流单转换模式下操作时，具有较少存储器的较廉价微控制器可以因此被用于控制器16。替换地，否则将用于相移查找表的存储器可用于改进其他查找表（例如，提前、超出偏移或超出正弦查找表）的分辨度。
传导时段
在如上所述的三个方案的每一个中，控制器16在电动机2的每一个电半周期上激励相绕组7持续传导时段T_CD。
在过流单转换模式下，传导时段T_CD可以被定义为：
T_CD=T_OC+T_OVR
其中T_OC是相绕组7中的电流达到过流阈值所占用的时间，以及T_OVR是超出时段。因而，传导时段T_CD可以被定义为：
T_CD=T_OC+T_OVR_OFFSET+T_OVR_SINE
过流阈值与DC链电压直接成比例，且因此作为被整流的正弦曲线而改变。相绕组7中的电流以基本上相同的速率上升，而不论DC链电压的水平；该行为的原因超出了本文档的范围。因而，相绕组7中的电流达到过流阈值所占用的时间T_OC基本上在AC电源4的每一个半周期上作为半正弦曲线而改变。但是，由于作用在每一个电流感测信号上的RC滤波器的时间常数，T_OC波形相对于AC电源4的电压波形相移。
超出偏移T_OVR_OFFSET是恒定的，而超出正弦值T_OVR_SINE在AC电源4的每一个半周期上作为半正弦曲线而改变。另外，超出正弦值的波形与AC电源4的电压波形同相位。
由于超出偏移在AC电源4的每一个半周期上恒定，传导时段的改变通过两个半正弦部分，T_OC和T_OVR_SINE，的和定义。两个部分之间的相差（其由RC滤波器引起）相对较小。另外，T_OC的振幅大于T_OVR_SINE的振幅。因而，不论相差，两个部分的和类似于具有相对于AC电源4的电压波形的相移的被整流的正弦曲线。
传导时段T_CD的长度因此作为周期性波形而改变。该波形可被定义为两个部分的和：在波形的每一个周期上恒定的第一部分（T_OVR_OFFSET）和在波形的每一个周期上改变的第二部分（T_OC+T_OVR_SINE）。波形的每一个周期随AC电源4的每一个半周期而重复。然而，传导时段的波形相对于AC电源4的电压波形相移。
在无限续流单转换模式下，传导时段T_CD被定义为：
T_CD=T_CD_OFFSET+T_CD_SINE
传导偏移值T_CD_OFFSET是恒定的，而传导正弦值T_CD_SINE在AC电源4的每一个半周期上作为半正弦曲线而改变。此外，传导正弦值的波形相对于AC电源4的电压波形相移。实际上，相移意图用于复制在过流单转换模式下由RC滤波器引起的相移。
因而，如在过流单转换模式中，传导时段的长度作为周期性波形而改变。该波形也可被定义为两个部分的和：在波形的每一个周期上恒定的第一部分（T_CD_OFFSET）和在波形的每一个周期上改变的第二部分（T_CD_SINE）。波形的每一个周期随AV电源4的每一个半周期重复，且波形相对于AC电源4的电压波形相移。
在有限续流单转换模式下，传导时段T_CD可以被定义为：
T_CD=T_ADV+T_DOFF
其中T_ADV是提前时段，T_DOFF是驱走时段。因而，传导时段T_CD可以被定义为：
T_CD=T_ADV+T_DOFF_OFFSET+T_DOFF_SINE
提前时段T_ADV和驱走偏移T_DOFF_OFFSET是恒定的，同时驱走正弦值T_DOFF_SINE在AC电源4的每一个半周期上作为半正弦曲线而改变。再次，为了反映在过流单转换模式下由RC滤波器引起的相移，驱走正弦值的波形相对于AC电源4的电压波形相移。
因而，如同其他两个单转换模式，传导时段的长度作为周期性波形改变。该波形可被两个部分的和定义：在波形的每一个周期上恒定的第一部分（T_ADV+A_DOFF_OFFSET）和在波形的每一个周期上改变的第二部分（T_DOFF_SINE）。再次，波形的每一个周期随AC电源4的每一个半周期重复，且传导时段的波形相对于AC电源4的电压波形相移。
在三个方案的每一个中，传导时段的长度由随AC电源4的每一个半周期重复的周期性波形定义。更特别地，波形在该波形的每一个周期上基本上作为半正弦曲线改变。因而，上述与过流单转换模式相关的益处等同地应用至无限和有限单转换模式。
在每一个方案中，传导时段的波形响应于转子5的速度和/或AC电源4的RMS电压的变化而被调整，以便实现特定性能。例如，波形的偏移被主要调整为使得恒定平均功率（或平均功率的特定分布）在速度和/或电压的范围上被实现。波形的相位被主要调整为使得电流波形中的低阶谐波的大小保持在预定阈值以下。传导时段的长度可被表示为两个部分的和：在波形的每一个周期上恒定的第一部分和在波形的每一个周期上改变的第二部分。响应于转子速度和/或RMS电压的变化，第一部分被调整以便于保持恒定平均功率，以及第二部分被调整以便于保持相对较小的低阶谐波。
尽管已经描述了用于单转换模式的三个不同方案，当在单转换模式下操作时，控制器16不必限于这些方案中的仅一个。替代地，当在单转换模式下操作时，控制器16可以使用三个方案中的一个或多个。例如，当转子速度达到SPEED_SINGLE时，控制器16可初始地采用过流单转换模式。如上已述，过流单转换模式具有提供一定程度的自补偿的益处。但是，随着转子5加速，霍尔时段缩短，且因此中断冲突的风险增加。因而，当转子速度达到预定阈值时，控制器16可以从过流单转换模式转换至无限续流单转换模式。
针对三个单转换方案中的每一个，提前时段、偏移、振幅和相移的值从模拟获得。该模拟精处理每一个操作点（例如，速度和电压）的各值，以便获得在期望平均输入和输出功率下的最佳性能（例如，最佳效率和/或低阶谐波）。
具体示例
现在将仅通过示例描述电动机系统1的特定实施例。电动机系统1的各硬件部件的值在图19中详示，而图20列出控制器16采用的各常数和阈值。图21和22详细示出电动机2和链电感器L1的磁链特性。
如图23中所示，电动机系统1具有七种操作模式：故障、初始化、静止、低速加速、中速加速、高速加速、和运行。因此，与之前图8中所示和所描述的相比，电动机系统1具有一个附加的操作模式。
故障、初始化、静止和低速加速模式与之前描述的没有变化。中速加速模式对应于之前描述的高速加速模式。因而，当在中速加速模式下操作时，控制器16在提前换向多转换模式下驱动电动机2。
当在高速加速模式下操作时，控制器16在提前换向过流单转换模式下驱动电动机2。电动机系统1在高速加速模式中花费的时间的长度相对较短。因而，为了节约存储器，控制器16不存储超出偏移查找表和超出正弦查找表。替代地，控制器16存储单个超出查找表，其包括对于多个转子速度中的每一个的超出时段T_OVR。控制器16随后响应于Z_CROSS信号的边沿来更新超出时段、以及提前时段。因而，控制器16采用的超出时段在AC电源4的每一个半周期上是恒定的。但是，由于两个原因，恒定超出时段的使用没有不利地影响电动机系统1的性能。第一，高速加速模式下花费的时间的长度相对较短。第二，控制器16初始地激励相绕组7，直到相绕组7中的电流超过与DC链电压成比例的阈值。因而，不论在AC电源4的每一个半周期上使用恒定超出时段，电流波形继续接近正弦曲线的波形。提前时段和超出时段仅响应于转子速度的改变而被更新，且不响应于AC电源4的RMS电压的变化而被更新。这随后减少查找表的大小，因此释放更多的存储器用于运行模式下使用的更重要的表。控制器16在提前换向过流单转换模式下驱动电动机2，直到转子速度达到SPEED_UFW的时候为止。在达到SPEED_UFW时，控制器16响应于Z_CROSS信号的下一边沿进入运行模式。
运行模式对应于之前描述的运行模式，但有一个例外。控制器16替代地采用无限续流单转换模式，而不是采用过流单转换模式。因而，除了更新提前时段和偏移值，控制器16还响应于Z_CROSS信号的每一个边沿更新相移值。除此以外，控制器16的操作与之前描述的基本上不变。特别地，控制器16在由SPEED_MIN和SPEED_MAX界定的操作速度范围上驱动电动机2。在该速度范围内，控制器16选择确保恒定平均功率在SPEED_CP_MIN和SPEED_CP_MAX之间实现的控制值。控制器16还在由V_MIN和V_MAX界定的电压范围上驱动电动机2。在该电压范围内，控制器16选择确保恒定平均功率在V_CP_MIN和V_CP_MAX之间实现的控制值。
控制器16存储三个提前查找表。第一查找表是一维查找表，其由当在多转换模式下操作时的转子速度索引。第二查找表是一维查找表，其由当在过流单转换模式下操作时的转子速度索引。第三查找表是二维查找表，其由当在无限续流单转换模式下操作时的转子速度和电压索引。
在多转换模式下使用的续流查找表、超时查找表和提前查找表由控制器16共同地存储，作为单个多转换映射。图24详细示出控制器16采用的多转换映射。该映射存储针对多个速度中的每一个的续流时段T_FW、超时时段T_TO、和提前时段T_ADV。还列出了对应于各时段的电角。然而，所述角不形成由控制器16存储的映射的一部分且仅被提供用于示出所述角随转子速度的行为。例如，可看到，70μs的固定超时时段T_TO始终在中速加速中使用。然而，对应的超时角A_TO从10krpm下的8.4度增加至55krpm下的42.0度。
在过流单转换模式下使用的提前和超出查找表类似地作为单个映射被存储。映射的一部分在图25中详细示出。再次，对应的电角被提供用于说明的目的。
在过流单转换模式下使用的提前、传导偏移和传导相移查找表也作为单个映射被存储。这就是说，相同速度和电压分辨度用于三个查找表中的每一个。因而，映射的每一个元素存储提前时段、传导偏移值和传导相移值。然而，为了清楚的目的，在图26‑28示出了每一个查找表的一部分；对于所有三个查找表的单位均是μs。提前查找表和传导偏移查找表存储差值，而不是存储绝对值。控制器16随后存储56.2μs的基准提前时段和48.8μs的基准传导时段，它们对应于94krpm的速度和230V的RMS电压。
图29详细示出传导正弦查找表的一段，所述传导正弦查找表在无限续流单转换模式下被控制器16存储和使用。由于AV电源的频率是50Hz，查找表跨过0至0.01秒，其对应于AC电源4的半周期。查找表的分辨度是51.2μsec，以及传导振幅T_CD_AMP和传导相角T_CD_PHASE分别为83.2μs和320μs。传导相角T_CD_PHASE有效地是用于94krpm的速度和230V的电压的基准相移。
电动机系统1具有81krpm至106krmp的操作速度范围和200V至260V的操作电压范围。在这些范围内，1600W±25W的平均输入功率被在85krpm和106krpm之间的速度下和219V至256V之间的电压下被保持。此外，大约85%的效率在该恒定功率速度和电压范围上被实现。
控制器16是由Microchip Technology Inc制造的PIC16F690微控制器。这是相对较简单的8位微控制器，其具有20MH中的时钟速度、单个ADC、两个比较器、三个计时器、4096词的程序存储器、和512字节的数据存储器。即使使用该相对较简单的微控制器，控制器16能够在超过100krpm的速度下以大约1600W的平均输入功率驱动电动机2。
迄今为止已经提到了传导时段，所述传导时段具有在波形的每一个周期上（且因此在AC电源的每一个半周期上）作为半正弦曲线变化的波形。然而，其他类型的周期性波形可以用于传导时段。特别地，用于在波形的每一个周期上作为三角形或梯形改变的传导时段的波形均被发现在获得相对较好的功率因数中表现良好。图30示出AC电源4的电压波形以及用于传导时段的三个前述波形：（a）半正弦曲线；（b）三角形；和（c）梯形。针对这些波形中的每一种，传导时段在波形的每一个周期的第一半周期上增加，在周期的第二半周期上减少。这三种波形中，半正弦曲线因此迄今被发现在低阶谐波方面给出较佳结果。但是，对于具有不同特性的电动机系统，非常可能的是可以使用不同波形来获得改进的性能。
在上述实施例中，提前时段在AC电源4的每一个半周期上是恒定的。这随后简化了了控制器16执行的指令。然而，通过采用跨过AC电源4的每一个半周期而变化的提前时段实现了改进的性能。
通过在HALL信号的边沿之前使相绕组7换向，用于激励相绕组7的DC链电压被反EMF升高。因此，电流通过相绕组7的方向可以被更快地反转。另外，可致使相绕组7中的电流领先于反EMF，使得更多电流在正扭矩时段期间被驱动到相绕组7中。随着DC链电压增加，反转相电流的方向所需的时间减少，相电流上升的速率增加。因而，可以采用较短的提前时段，以及相电流的量中的不足可以通过增加传导时段而弥补。重要地，通过增加提前时段，减少了负扭矩的时段，且因此可实现更有效的电动机系统1。控制器16可以因此采用跨过AC电源4的每一个半周期而改变的提前时段。为此，提前时段的长度可以被周期性波形定义，波形的每一个周期随AC电源4的每一个半周期重复。提前时段的长度在AC电源4的电压的过零附近区域中较长，以及在峰值电压附近区域中较短。用于提前时段的合适的波形包括倒转的半正弦曲线、倒转的三角形和倒转的梯形。图31示出AC电源4的电压波形以及用于提前时段的三个可能的波形：（a）倒转的半正弦曲线；（b）倒转的三角形；和（c）倒转的梯形。提前时段以与以上描述的用于传导时段几乎相同的方式被控制器定义、存储和更新。例如，作为倒转的半正弦曲线而改变的提前时段T_ADV可定义为：
T_ADV=T_ADV_OFFSET‑T_ADV_AMP*abs{sin({t*f*360deg)}
控制器16随后使用自AC电源4的电压的过零起已经逝去的时间来确定针对电动机2的每一个电半周期的提前时段。控制器16可以附加地响应于转子速度的变化和/或AC电源的RMS电压的变化来更新提前时段的波形。例如，控制器16可响应于转子速度和/或电压的变化而调整波形的偏移、振幅和相位中的一个或多个。再次，如同传导时段，提前时段可被表示为两个部分的和：在提前时段波形的每一个周期上改变的第二部分和恒定的第一部分。控制器16随后响应于转子速度和/或RMS电压来调整一个或两个部分。
控制器16采用的参数（例如，提前时段、传导偏移等）仅当在运行模式下运行时响应于AC电源4的RMS电压的变化而被调整。这随后减少了在加速期间控制器16使用的查找表的大小。因此，更多的存储器可以用于在运行模式期间使用的更重要的查找表。然而，可存在这样的情况：期望响应于AC电源4的RMS电压的变化而在加速期间调整一个或多个参数。例如，在不调整控制值的情况下，一旦AC电源4的RMS电压高于或低于指定电压，电动机系统1可以以较高功率或较低功率启动。通过在加速期间调整参数，可实现对功率的更好的控制。控制器16可因此存储针对在加速期间使用的一个或多个参数的电压补偿表，所述参数例如续流时段、超时时段、提前时段和超出时段。电压补偿表存储针对多个电压中的每一个的补偿值。当更新特定参数时，控制器16使用转子速度索引相关查找表，以选择控制值。此外，控制器16使用AC电源4的RMS电压索引相关电压补偿表，以选择补偿值。控制器16随后将控制值和电压补偿值相加，以获得参数的值。在该特定示例中，电压补偿值是一维的。然而，任何电压补偿理想地不仅取决于AC电源4的RMS电压，而且还取决于转子5的速度。因而，控制器16可存储针对每一个参数的一个全二维查找表，如针对在运行模式期间使用的那些参数所做的（例如，图26‑28），而不是存储针对每一个参数的两个二维查找表。然而，一个全二维表比两个一维表需要显著更多的存储器。
在上述实施例中，电动机2包括四极转子5和四极定子6。然而，转子5和定子6可具有更少或更多数量的极。随着极的数量的增加，每机械周期的电周期的数量增加。因而，对于给定的转子速度，每一个霍尔时段变短。可因此需要更快的控制器16，以便在每一个霍尔时段期间执行必要的指令。另外，可需要用于逆变器10的更快的开关。因此，可允许的极的数量可被控制系统3的部件和/或电动机2的操作速度限制。
图5中示出的以及以上描述的电流控制器22使用了PIC16F690微控制器的内部外围设备。可以有电流控制器22的替换配置，取决于用于控制器16的特定微控制器。此外，电流调节器22不是必须形成控制器16的一部分。而是，电流调节器22可与控制器16分立地形成。控制器16则会包括输入引脚20，所述输入引脚20连接至电流调节器22，用于接收过流信号。
电动机系统1采用的位置传感器13是霍尔效应传感器。然而，可等同地使用能输出表示转子5的位置的信号的替换位置传感器，例如，光学传感器。类似地，其他布置可用于过零检测器12，例如，施密特触发器（Schmitttrigger），而不是采用一对钳位二极管。
控制器16通过断开逆变器10的高压侧开关Q1、Q2使相绕组7续流。这随后使得相绕组7中的电流在逆变器10的低压回路附近再循环。可设想地，续流可通过断开低压侧开关Q3、Q4并允许电流在逆变器10的高压侧回路附近再循环而替代地发生。然而，会随后需要电流传感器12的分流电阻器R1、R2定位在逆变器10的上臂上，以便电流可继续在续流期间被感测。这继而会引起较高的功率损失，这是由于分流电阻器R1、R2在激励期间会经受较高电压。另外，跨过分流电阻器R1、R2的电压会浮动，而不是参考中性值，且因此测量相绕组7中的电流会困难。
在上述实施例中，电动机系统1包括控制系统3，所述控制系统3驱动永磁体电动机2。然而，控制系统3的许多方面可等同地用于驱动其他类型的无刷电动机。
随时间周期性改变的提前时段和/或传导时段的使用可用于激励其他类型的无刷电动机（例如，磁阻电动机）的相绕组。对于磁阻电动机，转子不包括该电动机的相绕组中的反EMF。因此可以在不需要可变传导时段或提前时段的情况下获得基本上正弦的电流波形。然而，在AC电源4的每一个半周期上改变的传导时段和/或提前时段可以用于实现对于电动机中的磁通密度的特定包络（envelope）。
由于DC链电压中的波动，磁阻电动机的绕组通过在AC电源4的每一个半周期上改变的电压激励。如果恒定传导时段在AC电源4的每一个半周期上被使用，电动机中的磁通密度的包络会反映DC链电压的包络。控制器16可以因此采用在AC电源4的每一个半周期上改变的传导时段，以便为磁通密度的包络配置形状。特别地，控制器16可以采用减少峰值磁通密度的传导时段。通过减少峰值磁通密度，可以实现更有效和/或更小的电动机。为了减少峰值磁通密度，控制器16采用在AC电源4的电压的过零附近区域中较长以及在峰值电压附近区域中较短的传导时段。用于传导时段的合适的波形包括倒转的半正弦曲线、倒转的三角形和倒转的梯形。
为了补偿传导时段的长度的变化，控制器16可附加地采用随时间周期性改变的提前时段。特别地，随着传导时段减少，控制器16可采用较长提前时段，以补偿较短传导时段。因而，与传导时段相反，控制器16采用在AC电源4的电压的过零附近区域中较短以及在峰值电压附近区域中较长的提前时段。用于提前时段的合适的波形包括半正弦曲线、三角形和梯形。
对于永磁体电动机2，控制器16在相绕组7中的反EMF的过零之前激励相绕组，例如，根据由位置传感器13的信号输出确定。对于磁阻电动机，控制器16在使磁阻电感上升之前激励绕组，这可在此通过位置传感器确定。在两种情况下，控制器16在转子的预定位置之前激励相绕组。更特别地，控制器16在未对准的转子位置之前激励相绕组。
尽管随时间周期性改变的传导时段和/或提前时段可与不同类型的无刷电动机一起使用，可变传导时段和/或提前时段当用于驱动永磁体电动机时具有特别的益处。如上所述，由永磁体转子5在相绕组7中感应的反EMF使得难以准确地控制从AC电源4得到的电流的量。通过采用随时间周期性改变的传导时段，接近正弦曲线的波形可以针对从AC电源得到的电流而被实现，而不需要有源PFC或高电容值链电容器。
响应于AC电源的电压的过零而更新控制参数（例如，提前时段、传导时段、续流时段和超时时段）可以与其他类型的无刷电动机一起使用。如上所述，通过响应于AC电源的过零而更新控制参数，控制参数可以以规律间隔被更新，而不论电动机速度。此外，控制参数被规律地更新，而不需要专用定时器。控制参数还与AC电源的周期同步地被更新。因此，从AC电源4得到的电流的波形一般更稳定。
对于许多类型的无刷电动机，中断冲突是潜在的问题。因而，使用定时器和比较器（例如，形成专用比较器模块的一部分或作为PWM模块的一部分）在硬件而不是软件中产生控制信号可以与其他类型的无刷电动机一起使用，以便减少中断的总数量。另外，当需要控制器采样模拟信号时，中断冲突可通过将采样过程分为多个步骤（每一个步骤响应于位置传感器信号的不同边沿被执行）而被进一步减少。因此，采样过程分布在电动机的多个电半周期上，由此空出来更多时间用于控制器在每一个电半周期期间执行其他例程。