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1、(10)申请公布号 CN 102845006 A (43)申请公布日 2012.12.26 C N 1 0 2 8 4 5 0 0 6 A *CN102845006A* (21)申请号 200980163230.7 (22)申请日 2009.12.28 H04J 11/00(2006.01) (71)申请人爱立信(中国)通信有限公司 地址北京市朝阳区利泽东街5号爱立信大 厦 (72)发明人郭志恒 缪庆育 (74)专利代理机构中国专利代理(香港)有限公 司 72001 代理人姜冰 李浩 (54) 发明名称 用于OFDM系统的延迟校准的方法和装置 (57) 摘要 一种网络实体中的用于移动通信系统中。
2、的 OFDM系统的延迟校准的方法和装置被公开。公开 的延迟校准技术包括根据两个相邻副载波之间的 相位差异来估计时间延迟差异，将估计的时间延 迟差异划分成粗时间延迟和细时间延迟，以及分 别在时域中补偿粗时间延迟和在频域中补偿细时 间延迟。 (85)PCT申请进入国家阶段日 2012.06.28 (86)PCT申请的申请数据 PCT/CN2009/001561 2009.12.28 (87)PCT申请的公布数据 WO2011/079406 EN 2011.07.07 (51)Int.Cl. 权利要求书2页 说明书6页 附图2页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书。
3、 2 页 说明书 6 页 附图 2 页 1/2页 2 1.一种网络实体中的用于移动通信系统中的OFDM系统的延迟校准的方法，包括： 根据两个相邻副载波之间的相位差异来估计时间延迟差异； 特征在于包括： 将所估计的时间延迟差异划分成粗时间延迟和细时间延迟；以及 分别在时域中补偿所述粗时间延迟和在频域中补偿所述细时间延迟。 2.根据权利要求1所述的方法，还包括： 使用线性拟合算法，基于所述副载波的相移来确定两个相邻副载波之间的相位差异。 3.根据权利要求2所述的方法，还包括： 根据接收的信号来演算所述副载波中的每个副载波的相移，所述接收的信号被移除循 环前缀和循环后缀，并且从所述时域被转换到所述频。
4、域。 4.根据权利要求3所述的方法，还包括： 通过IFFT运算将所述频域中的参考信号转换到所述时域，并且然后为传送而添加所 述循环前缀和循环后缀。 5.根据权利要求1到4中的任何一项所述的方法，其中所述粗时间延迟t 1 和所述细 时间延迟t 2 被表达如下： t 2 t-t 1 ，和-Ts/Pt 2 0， 其中t是估计的时间延迟差异；T S 是样本的间隔；P是过采样率并且P1；以及 表示找到不小于x的最接近的整数。 6.根据权利要求1到4中的任何一项所述的方法，其中所述粗时间延迟t 1 通过调整 在过采样部分的基带或FPGA中的延迟来补偿。 7.根据权利要求6所述的方法，其中，在补偿所述粗时间。
5、延迟t 1 期间，如果t 1 0，在传送前移除FPGA缓冲区中的第一过采样数据，并且如果t 1 0，则在 传送前将数量的零插入在所述过采样数据之前，其中t是估计的时间延迟差 异；T S 是样本的间隔；P是过采样率并且P1；以及表示找到不小于x的最接近的整数。 8.根据权利要求1到4中的任何一项所述的方法，其中通过将相移 exp(j2kt/T s /N)应用到第k个载波来在所述频域中补偿所述细时间延迟t 2 ， 其中t是估计的时间延迟差异；T S 是样本的间隔；以及N是所述副载波的数量。 9.根据权利要求2到4中任何一项所述的方法，其中所述步骤能能被重复多次，每次不 同的最大副载波索引被提供用于。
6、所述线性拟合。 10.根据权利要求9所述的方法，其中第一副载波索引被提供用于第一次线性拟合以 确定两个相邻副载波之间的相位差异，所述相位差异由时序误差引起，由此时间延迟差异 被估计；以及大于所述第一副载波索引的第二副载波索引被提供用于第二次线性拟合以确 定两个相邻副载波之间的相位差异，所述相位差异由时序误差引起，由此时间延迟差异被 估计。 11.一种网络实体中的用于移动通信系统中的OFDM系统的延迟校准的装置，包括： 估计单元，配置成根据两个相邻副载波之间的相位差异来估计时间延迟差异； 权 利 要 求 书CN 102845006 A 2/2页 3 特征在于包括： 划分单元，配置成将所估计的时间。
7、延迟差异划分成粗时间延迟和细时间延迟；以及 补偿单元，配置成分别在时域中补偿所述粗时间延迟和在频域中补偿所述细时间延 迟。 12.根据权利要求11所述的装置，还包括： 确定单元，配置成使用线性拟合算法，基于所述副载波的相移来确定两个相邻副载波 之间的相位差异。 13.根据权利要求12所述的装置，还包括： 演算单元，配置成根据接收的信号来演算所述副载波中的每个副载波的相移，所述接 收的信号被移除循环前缀和循环后缀，并且从时域被转换到频域。 14.根据权利要求13所述的装置，还包括： 转换单元，配置成通过IFFT运算将所述频域中的参考信号转换到所述时域，并且然后 为传送而添加所述循环前缀和循环后缀。
8、。 15.根据权利要求11-14中的任何一项所述的装置，其中所述网络实体是无线电基站。 16.根据权利要求11-14中的任何一项所述的装置，其中所述网络实体是用户设备。 17.一种移动通信系统，包括用户设备和无线电基站，特征在于 所述用户设备和/或所述无线电基站配置成包括根据权利要求11到16中的任何一项 所述的装置。 权 利 要 求 书CN 102845006 A 1/6页 4 用于 OFDM 系统的延迟校准的方法和装置 技术领域 0001 本发明涉及延迟校准，并且特别涉及用于正交频分复用(OFDM)系统的延迟校准 的装置和方法。 背景技术 0002 在TD-SCDMA和LTE系统中，自适应。
9、天线阵列被用来增加系统覆盖和容量等等，该 阵列是定位成与彼此非常近的(例如，载波频率的波长的一半)的一组天线元件。通过其 他用户的方向中的低传送功率，天线阵列能发送指向目标用户的目标信号而对其他用户有 低干扰。为了确保信号被指向预期的用户，每个天线信道的延迟、相位和幅度必须在信号传 送或接收期间保持同样。波束形成技术对于在每个天线上发送仔细演算的信号以使得空中 传送的信号被指向目标用户是有用的。 0003 在实际中，因为温度、热噪声、组件的不一致等等，每个天线信道的延迟、相位和幅 度不能自然地同样。上述不确定导致了每个天线信道的随机延迟、随机相位和幅度。 0004 然而，对于自适应天线阵列的许。
10、多应用，要求天线阵列的所有元件有相等的增益 和相位特性，所以校准各个元件/TX(RX)路径是极其重要的。在3GPP LTE-TDD标准中，为 具有多天线的下行链路采用OFDM系统。波束形成也是用于该系统的关键特征之一。为了 获得具有对称的下行链路和上行链路无线信道的波束形成增益，多个天线的增益和相位特 性应该保持同样。 0005 在真实系统的RF部分中，各种天线信道(包括数字上转换器(DUC)、数字下转换 器(DDC)、数字到模拟转换器(DAC)、和模拟到数字转换器(ADC)等等)的幅度、相位和延迟 在下行链路方向和上行链路方向中从信道到信道总是不同的，如图1中所示的。在下行链 路方向中，为了。
11、获得波束形成增益，重要的是校准天线RF信道以使得每个信道的信道响应 相同。类似地，为了使用估计的上行链路无线信道来生成波束形成矢量，上行链路方向中的 RF部分的信道响应也应相同。因此需要上行链路和下行链路中的校准。为了校准信道的延 迟、幅度和相位差异，首先估计延迟差异。因此确定如何估计和校准天线RF信道的延迟差 异变得必要。 0006 在OFDM系统中，除天线的幅度和相位差异以外，时间延迟差异也有害地影响信道 响应中的一致性。此外，时间延迟差异倾向于更显著地影响信号带宽中更高的频带和更低 的频带，因为延迟差异造成频域中的相位差异。因此，频带越高/越低，相位差异将越大。 0007 在OFDM系统。
12、中，从时域参考数据xx 0 ，x 1 ，x N-1 到频域数据yy 0 ， y 1 ，y N-1 的转换被表达在以下FFT运算中： 0008 0009 如果存在幅度、相位或延迟误差，则频域信号应被表达如下： 0010 rr 0 ，r 1 ，r N-1 说 明 书CN 102845006 A 2/6页 5 0011 0012 0013 然后能得出结论 0014 0015 其中N是副载波的数量；h是对于参考天线/TX(RX)路径的信道响应(相位和幅 度)差异；t是相对于参考天线的时间延迟差异；以及Ts是样本的间隔。 0016 因此频域中的第k副载波的相移是： 0017 0018 其中是由h引起的相。
13、移，其如设计的在整个工作频带中是恒定的；以及 k 是 由噪声引起的相移。根据信号处理理论，k0代表信号带中的中频(载波频率)；k N/2-1代表最低频；以及kN/2代表信号频带中的最高频。 0019 因此，能得出的结论是，延迟差异在更高/更低的频带中将引起更大的相移，这将 降低波束形成增益。因此，这不但对估计频域中的延迟差异是必要的，而且对补偿这个延迟 差异也是必要的。也存在改进延迟差异估计中的精确度的需要。 发明内容 0020 本发明的目的是提供用于正交频分复用系统的延迟校准的方法和装置以估计和 补偿时间延迟差异。 0021 根据本发明的实施例的第一方面，提供一种用于移动通信系统中的OFDM。
14、系统的 延迟校准的方法，包括：根据两个相邻副载波之间的相位差异来估计时间延迟差异；将估 计的时间延迟差异划分成粗时间延迟和细时间延迟；以及分别在时域中补偿粗时间延迟和 在频域中补偿细时间延迟。 0022 根据本发明的实施例的第二方面，提供一种用于移动通信系统中的OFDM系统的 延迟校准的装置，包括：估计单元，配置成根据两个相邻副载波之间的相位差异来估计时间 延迟差异；划分单元，配置成将估计的时间延迟差异划分成粗时间延迟和细时间延迟；以 及补偿单元，配置成分别在时域中补偿粗时间延迟和在频域中补偿细时间延迟。 0023 根据本发明的实施例的第三方面，提供了一种移动通信系统，包括根据本发明的 实施例。
15、的第二方面的装置。 0024 下面参考附图和说明性实施例更详细地描述本发明。 附图说明 0025 图1是现有技术中的OFDM系统的RF部分的示意示图； 0026 图2是示出根据本发明的一实施例的方法的流程的示意图； 0027 图3是示出针对SNR的延迟差异估计误差的标准偏差的示意示图； 说 明 书CN 102845006 A 3/6页 6 0028 图4示意地示出了根据本发明的一实施例的OFDM系统的延迟校准的装置； 0029 图5示意地示出图4中示出的装置的备选实施例。 具体实施方式 0030 根据本发明的一实施例的方法主要包括估计步骤206、划分步骤208以及补偿步 骤210。在其他实施例。
16、中，所述方法还可选地包括转换步骤200、演算步骤202以及确定步 骤204，如图2中所示的。这些步骤在下面更详细地被示出。 0031 在步骤200中，以下信号作为训练信号被传送。即， 0032 ss 0 ，s 1 ，s M-1 是频域中的参考信号，以及然后它通过如下IFFT运算被 转换到时域： 0033 ee 0 ，e 1 ，e N-1 IFFTs 0 ，s 1 ，s M/2-1 ，0，0，.，0，0，s M/2 ， s M/2+1 ，.，s M-1 。 0034 在传送之前添加循环前缀和循环后缀如 0035 0036 其中L是前缀长度；Q是后缀长度；以及M是用于参考信号的使用的副载波的数 量。
17、。 0037 在步骤202中，接收的信号被处理以移除前缀和后缀并从时 域被转换回频域，如以下等式指示的， 0038 0039 因此，第k个副载波的估计的相移是 0040 0041 在步骤204中，由时序误差引起的两个相邻载波之间的相位差异使用线性拟合算 法被确定为 0042 0043 gm|(0mM/2)or(N-M/2mN-1)； 0044 Nlength(gm|0mN 0 -1)； 0045 其中N 0 是用于执行线性拟合的最大副载波索引。 0046 在步骤206中，时间延迟差异被估计为 0047 0048 在步骤208中，估计的延迟差异被划分成两部分，即粗时间延迟和细时间延迟。假 说 明。
18、 书CN 102845006 A 4/6页 7 如tt 1 +t 2 ，t 1 被称作粗时间延迟以及t 2 被称作细时间延迟。粗时间延迟t 1 是Ts/P的倍数，其中P是FPGA中的过采样率并且P1。具体来说，粗时间延迟t 1 和细 时间延迟t 2 能被表达如下： 0049 0050 t 2 t-t 1 ，和-Ts/Pt 2 0； 0051 其中t是估计的时间延迟差异；Ts是样本的间隔；P是过采样率并且P1；以 及表示找到不小于x的最接近的整数。 0052 在步骤210中，通过调整在过采样部分的基带或现场可编程门阵列(FPGA)中的延 迟来在时域中补偿粗时间延迟t 1 ，以及通过对每个载波应用。
19、相移exp(j2kt/ T s /N)来在频域中补偿细时间延迟t 2 。例如，在补偿粗时间延迟t 1 期间，如果t 1 0， 在传送前移除FPGA缓冲区中的第一过采样数据，并且如果t 1 0，然后在传 送前将数量的零插入在该过采样数据之前。 0053 在另一个实施例中，上面的步骤可以被重复多次，例如两次，每次不同的最大副载 波索引被提供用于线性拟合。例如，第一副载波索引被提供用于第一次线性拟合以确定两 个相邻副载波之间的相位差异，该相位差异由时序误差引起，时间延迟差异由此被估计。第 二副载波索引，大于第一副载波索引，被提供用于第二次线性拟合以确定两个相邻副载波 之间的相位差异，该相位差异由时序。
20、误差引起，时间延迟差异由此被估计。更小的副载波索 引N 0 导致了延迟估计的增加范围但是减小的精确度；然而更大的副载波索引N 0 导致了增加 的延迟估计精确度但是延迟估计的减小范围。 0054 到目前为止，时间延迟差异已经被补偿，并且然后能使用定期的校准过程来校准 幅度和相位差异。 0055 图3示出了针对SNR的延迟差异估计误差的标准偏差。仿真结果基于下面的参数。 0056 表1仿真参数 0057 采样率 30.72MHz 带宽 20MHz 副载波间隔 15KHz FFT大小 2048 用于训练序列的副载波的数量 1200 0058 从仿真结果能看到当在20dB的SNR，150个副载波用于延。
21、迟估计时，估计误差的标 准偏差将是大约0.01Ts，这能满足波束形成的要求。 0059 图4示意地示出了根据本发明的一实施例的OFDM系统的延迟校准的装置400，其 基本上包括估计单元450、划分单元460以及补偿单元470。在另一个实施例中，装置400还 可选地包括转换单元420、演算单元430、确定单元440、以及输入单元480和输出单元490。 说 明 书CN 102845006 A 5/6页 8 0060 转换单元420配置成使用IFFT运算将频域中的参考信号转换到时域中的信号，并 且然后为传送而向转换的信号添加循环前缀和循环后缀。演算单元430配置成根据接收的 信号来演算副载波中的每。
22、个的相移，该接收的信号被移除循环前缀和循环后缀并从时域被 转换回频域。确定单元440配置成基于副载波的相移，使用线性拟合算法来确定由时序误 差引起的两个相邻副载波之间的相位差异。估计单元450然后根据两个相邻副载波之间的 相位差异来估计时间延迟差异。随后，在划分单元460中，估计的时间延迟差异被划分成粗 时间延迟和细时间延迟。最后，补偿单元470分别在时域和频域中补偿粗时间延迟和细时 间延迟。输入单元480和输出单元490用于接收频域中的参考信号并输出校准的信号。 0061 图5示意地示出图4中示出的装置400的备选的实施例，其包括诸如DSP(数字信 号处理器)的处理单元413。处理单元413。
23、能是单个单元或多个单元，其执行如图2中示出 的不同步骤。装置400也包括用于接收频域中的参考信号的输入单元480和用于输出校准 的信号的输出单元490。输入单元480和输出单元490可被布置为装置400的硬件中的一 个。 0062 此外，装置400包括非易失性存储器(例如，EEPROM、闪速存储器和盘驱动器)的 形式中的至少一个计算机程序产品410。计算机程序产品410包括计算机程序411，该程序 包括当运行时引起装置400执行连同图2描述的过程步骤的代码部件。 0063 因此在描述的示范性实施例中，装置400的计算机程序411中的代码部件包括：转 换模块411a，用于使用IFFT运算将频域中。
24、的参考信号转换到时域中的信号并且然后为传 送而向转换的信号添加循环前缀和循环后缀；演算模块411b，用于根据接收的信号来演算 副载波中的每个副载波的相移，该接收的信号被移除循环前缀和循环后缀并从时域被转换 回频域；确定模块411c，用于基于副载波的相移，使用线性拟合算法来确定由时序误差引 起的两个相邻副载波之间的相位差异；估计模块411d，用于根据两个相邻副载波之间的相 位差异来估计时间延迟差异；划分模块411e，用于将估计的时间延迟差异划分成粗时间延 迟和细时间延迟；以及补偿模块411f，用于分别在时域和频域中补偿粗时间延迟和细时间 延迟。模块411a-f本质上执行图2中示出的过程步骤以模仿。
25、图4中描述的装置。换句话 说，当不同的模块411a-f在处理单元413上运行时，它们分别对应于图4的对应单元420、 430、440、450、460和470。 0064 尽管连同图5在上面公开的实施例中的代码部件被实现为计算机程序模块，其在 装置400上运行时，引起装置400执行连同图2在上面描述的步骤，所述代码部件的至少一 个在备选实施例中可至少部分地被实现为硬件电路。 0065 根据任何上面实施例的装置能在移动通信系统的用户设备和/或无线电基站中 通过硬件、软件或固件或其组合来实现，这将由本领域技术人员根据本发明的教导而被领 会，并且因此在本文中没有被详细描述。 0066 根据本发明的实施。
26、例的方法和装置，促进了预校准，因为它能在小区设置时被完 成。时间延迟差异在时域和频域中都被补偿以增加补偿的精确度。延迟误差使用线性拟合 算法在时域中被估计，由此增加了精确度。同时，延迟补偿与相位和幅度补偿分开，所以只 有随机的相位和幅度需要以定期的方式被校准，从而增加了幅度和相位校准精确度并且同 时降低了复杂性。 0067 尽管连同示例在上面已经描述了本公开，但并非旨在将本公开限制到这些特定的 说 明 书CN 102845006 A 6/6页 9 实施例。本领域技术人员应该理解，描述的特征、运算、或特性在一个或多个实施例中可在 任何合适的方式中被组合。并且本公开易受一些修改、变换和等同替换等，这些修改、变换 和等同替换等在不脱离本公开的精神和范畴的情况下应该落入本公开的保护范畴之内。 说 明 书CN 102845006 A 1/2页 10 图1 图2 图3 说 明 书 附 图CN 102845006 A 10 2/2页 11 图4 图5 说 明 书 附 图CN 102845006 A 11 。