电力转换设备技术领域
本发明涉及用于将DC(直流)电力转换成AC(交流)电力的
电力转换设备，更优选涉及用于抑制急剧电流变化从而防止向
开关元件施加高冲击电压的技术。
背景技术
为驱动安装在车辆上的马达供给电力的电力转换设备控制
切换多个开关元件接通(on)和断开(off)。因此，在连接至DC电
源的共用母线中发生急剧电流变化，因而发生由于寄生感抗(L)
所引起的高冲击电压(L*di/dt)。为了抑制这种电流变化，专利
文献1公开了用于防止急剧电流变化的方法，其中在该方法中，
使多个相(例如，U相、V相和W相)的开关元件的驱动定时发生
改变从而防止各开关元件同时接通。
引文列表
专利文献
专利文献1：国际公开WO2005/081389
发明内容
发明要解决的问题
根据专利文献1，在电流方向相同并且开关元件同时接通的
情况下，可以防止电流变化率(di/dt)的增加。然而，在各开关
元件单独接通或断开的情况下，无法防止快速电流变化。
本发明是考虑到这种传统问题而作出的。本发明的目的在
于提供一种能够防止与各开关元件的接通/断开操作相关联的
急剧电流变化的电力转换设备。
用于解决问题的方案
为了实现上述目的，根据本发明第一方面的电力转换设备，
包括：第一开关元件和第二开关元件，其并联地连接至共用母
线，并用于对不同相的电流进行驱动；以及控制单元，用于对
所述第一开关元件和所述第二开关元件的接通/断开操作进行
控制，其中，所述控制单元对所述接通/断开操作进行控制，以
使得由所述第一开关元件的接通/断开操作所引起的电流变化
的方向与由所述第二开关元件的接通/断开操作所引起的电流
变化的方向相反。
根据本发明第二方面的电力转换设备，用于将从直流电源
输出的直流电力转换成交流电力，所述电力转换设备包括：第
一开关元件和第二开关元件，其并联地连接至分别与所述直流
电源的正电极和负电极连接的一对共用母线，并用于对不同相
的电流进行驱动；以及控制单元，用于对所述第一开关元件和
所述第二开关元件的接通/断开操作进行控制，其中，所述控制
单元对所述接通/断开操作进行控制，以使得由所述第一开关元
件的接通/断开操作所引起的电流变化的方向与由所述第二开
关元件的接通/断开操作所引起的电流变化的方向相反。
发明的效果
本发明的电力转换设备对开关元件进行控制，以使得某一
相的开关元件工作时的电流变化的方向与其它相的开关元件工
作时的电流变化的方向相反。因此，可以减少在包括寄生感抗
的电流通路内流动的电流的变化量，并且可以防止由于电流变
化所引起的冲击电压。
附图说明
图1是示出根据本发明第一实施例的电力转换设备的结构
的电路图。
图2是示出包括根据本发明第一实施例的电力转换设备的
马达控制单元的结构的框图。
图3是示出根据本发明第一实施例的电力转换设备中所产
生的驱动脉冲、以及相对于该驱动脉冲发生移位的脉冲的时序
图。
图4是示出根据本发明第一实施例的电力转换设备中所产
生的U相、V相和W相各自的电流变化的时序图。
图5是示出正常电力转换设备中紧挨在V相的开关元件从
接通状态转变为断开状态之前的电流的说明图。
图6是示出正常电力转换设备中紧挨在V相的开关元件从
接通状态转变为断开状态之后的电流的说明图。
图7是示出正常电力转换设备中在V相的开关元件从接通
状态转变为断开状态的情况下所发生的电流变化的说明图。
图8是示出正常电力转换设备中在V相的开关元件从接通
状态转变为断开状态的情况下流入电容器的电流的变化的说明
图。
图9是示出正常电力转换设备中在U相的开关元件从接通
状态转变为断开状态的情况下流入电容器的电流的方向和大小
的说明图。
图10是示出正常电力转换设备中在U相的开关元件从断开
状态转变为接通状态的情况下流入电容器的电流的方向和大小
的说明图。
图11是示出本发明的电力转换设备中用于根据载波信号和
电压指令值之间的关系来生成驱动脉冲的处理的图。
图12是示出根据本发明第一实施例的电力转换设备中用于
使根据载波信号和电压指令值之间的关系所生成的驱动脉冲移
位的处理的图。
图13是示出在驱动脉冲发生移位以及驱动脉冲没有发生移
位的情况下流入电容器的电流的变化的说明图。
图14是典型示出根据本发明第一实施例的电力转换设备中
用于使驱动脉冲移位从而减少电流变化的示例的说明图。
图15是典型示出根据本发明第一实施例的电力转换设备中
用于使驱动脉冲移位从而减少电流变化的示例的说明图。
图16是示出根据本发明第一实施例的电力转换设备中在反
相器具有九相的情况下各相的电流变化的说明图。
图17是示出根据本发明第一实施例的电力转换设备中在反
相器具有九相的情况下各相在预定时刻处的电流值和差异的说
明图。
图18是根据本发明第二实施例的电力转换设备中在U相、V
相和W相各自被分割成三个系统的情况下的反相器的电路图。
图19是根据本发明第二实施例的电力转换设备中在U相、V
相和W相各自被分割成四个系统的情况下的反相器的电路图。
图20是示出根据本发明第二实施例的电力转换设备中在U
相被分割成三个系统的情况下U1、U2和U3各自的电流变化的
时序图。
图21是示出根据本发明第二实施例的电力转换设备中在U
相被分割成三个系统的情况下U1、U2和U3各自的驱动脉冲的
说明图。
图22是示出根据本发明第二实施例的电力转换设备中在U
相被分割成三个系统时使U1、U2和U3各自的驱动脉冲移位的
情况下的说明图。
图23是示出根据本发明第二实施例的电力转换设备中在U
相被分割成四个系统时U1、U2、U3和U4各自的电流变化的时
序图。
图24是示出根据本发明第二实施例的电力转换设备中在U
相被分割成四个系统时使U1、U2、U3和U4各自的驱动脉冲移
位的情况下的说明图。
图25是示出根据本发明第三实施例的电力转换设备中在将
W相的驱动脉冲分割成两个驱动脉冲从而与U相的断开定时相
对应(相同步)的情况下的说明图。
具体实施方式
以下参考附图来说明根据本发明的实施例。
第一实施例
将参考图1来说明根据本发明第一实施例的电力转换设备
100和利用从该电力转换设备100供给的电力所驱动的马达13的
结构。本实施例是用于将DC转换为三相AC的电力转换设备100
的示例。然而，转换得到的AC不限于三相AC，并且可以是四
相以上的多相AC。
如图1所示，电力转换设备100包括反相器11和马达控制器
(控制单元、控制部件)14。
反相器11包括DC电源12以及连接至DC电源12的电容器
C1。反相器11还包括：使用IGBT(绝缘栅双极型晶体管)的开关
元件S1、S2、S3、S4、S5和S6；以及与各开关元件S1~S6反向
并联连接的二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6。相互串联连接
的各对开关元件、即S1和S2、S3和S4以及S5和S6这三对由反相
器11的各相的上侧臂和下侧臂组成。注意，这些开关元件不限
于IGBT。
开关元件S1的发射极连接至开关元件S2的集电极。二者之
间的连接点是三相AC中与马达13的U相连接的U相的输出点。
同样，开关元件S3的发射极连接至开关元件S4的集电极。二者
之间的连接点是三相AC中与马达13的V相连接的V相的输出
点。同样，开关元件S5的发射极连接至开关元件S6的集电极。
二者之间的连接点是三相AC中与马达13的W相连接的W相的
输出点。
开关元件S1、S3和S5的各集电极经由共用母线连接至DC
电源12的正电极。开关元件S2、S4和S6的各发射极经由共用母
线连接至DC电源12的负电极。各对开关元件(S1和S2、S3和S4、
S5和S6)分别并联地连接至与DC电源12的正电极和负电极相连
接的各共用母线。开关元件S1~S6的各栅极由从马达控制器14
输出的控制信号进行驱动。各对开关元件(S1和S2、S3和S4、
S5和S6)对各相(U相、V相和W相)的电流进行驱动。
基于电流传感器(图2的附图标记19)所检测到的流入马达
13的各相的负载电流Iu、Iv和Iw、转动频率传感器(图2的附图
标记18)所检测到的马达13的转动状态、以及图中未示出的上位
设备所提供的扭矩指令值，马达控制器14利用PWM来生成用于
控制开关元件S1~S6的控制信号，之后将这些控制信号输出至
各开关元件S1~S6的栅极。
根据本实施例的马达控制器14包括但并非特别局限于包含
中央处理单元(CPU)的微处理器、程序ROM、工作RAM和输入-
输出接口。CPU执行存储在ROM中的程序，使得马达控制器14
进行控制功能。
接着，将参考图2所示的框图来说明用于控制图1所示的反
相器11的马达控制器14(控制单元、控制部件)的具体结构。如
图2所示，马达控制器14对例如车辆驱动用的马达13进行控制。
马达控制器14包括扭矩控制单元21、电流控制单元22、坐标转
换单元23(电压指令值设置单元)、PWM控制单元24(占空比设
置单元、PWM控制单元)、以及定时控制单元25(定时设置单
元)。马达控制器14将定时控制单元25中所产生的驱动信号输出
至开关元件S1~S6的各栅极，从而对反相器11进行驱动。马达
控制器14还包括用于检测流入马达13的电流的电流传感器19。
扭矩控制单元21基于从外部施加的扭矩指令值T以及用于
检测马达13的转动频率的转动频率传感器18所检测的马达转动
频率Omega(ω)，来分别计算马达13的d轴和q轴的电流指令值id
和iq。
基于d轴和q轴的电流指令值id和iq以及d轴和q轴的电流值
Id和Iq，电流控制单元22分别计算d轴和q轴的电压指令值vd和
vq，以使这些指令值与实际值一致。关于d轴和q轴的电流值Id
和Iq的计算，利用电流传感器19检测马达13的各相(U相、V相
和W相)的电流iu、iv和iw，之后利用坐标转换单元23将电流iu、
iv和iw转换成d轴和q轴的电流值Id和Iq。注意，马达13的各相的
电流总和为零。因而，对至少两相的电流iu和iv进行检测，从
而可以获得马达13的三相的电流iu、iv和iw。
坐标转换单元23将d轴和q轴的电压指令值vd和vq转换成三
相的电压指令值vu、vv和vw。
PWM控制单元24生成与从坐标转换单元23输出的U相、V
相和W相的各电压指令值vu、vv和vw相对应的反相器11的驱动
脉冲Dup、Dun、Dvp、Dvn、Dwp和Dwn，从而将这些驱动脉
冲输出至定时控制单元25。本实施例不限于电压指令值，并且
可以使用电流指令值。
定时控制单元25生成如下的驱动脉冲Tup、Tun、Tvp、Tvn、
Twp和Twn，从而将这些驱动脉冲输出至反相器11，其中在这
些驱动脉冲中，利用以下所述的方法来改变用于对设置在反相
器11内的各开关元件S1~S6的接通/断开操作进行控制的定时。
Tup和Tun表示供给至U相的上侧开关元件S1和下侧开关元件S2
的驱动脉冲，Tvp和Tvn表示供给至V相的上侧开关元件S3和下
侧开关元件S4的驱动脉冲，并且Twp和Twn表示供给至W相的
上侧开关元件S5和下侧开关元件S6的驱动脉冲。
接着，将参考图3所示的时序图来说明如下处理，其中该处
理用于利用图2所示的PWM控制单元24，根据三相的电压指令
值vu、vv和vw生成要输出至各开关元件S1~S6的驱动脉冲Dup、
Dun、Dvp、Dvn、Dwp和Dwn。注意，为了更好的理解，图3
仅示出根据两相的电压指令值vu和vv来生成上侧臂的驱动脉冲
Dup和Dvp的情况。
在供给图3(a)所示的三角波的载波信号s1的情况下，PWM
控制单元24将载波信号s1与各电压指令值vu和vv进行比较。然
后，关于上侧臂，PWM控制单元24生成如下驱动脉冲，其中该
驱动脉冲在电压指令值大于载波信号s1的时间段内被接通并且
在电压指令值小于载波信号s1的时间段内被断开。此外，关于
下侧臂，PWM控制单元24生成如下驱动脉冲，其中该驱动脉冲
在电压指令值小于载波信号s1的时间段内被接通并且在电压指
令值大于载波信号s1的时间段内被断开。此外，PWM控制单元
24通过使驱动脉冲从断开状态转变为接通状态的时刻延迟来设
置死区时间。因此，由于设置有死区时间，因而可以防止上侧
壁和下侧臂发生短路。
由于U相的上侧臂的电压指令值vu在时刻t1超过载波信号
s1，因此如图3(b)所示，驱动脉冲Dup在相对于时刻t1延迟了dt
的时刻t2处接通。然后，由于电压指令值vu在时刻t3下降到载
波信号s1以下，因此驱动脉冲Dup在时刻t3处断开。即，生成如
图3(b)所示的驱动脉冲Dup。
同样，由于V相的上侧臂的电压指令值vv在时刻t4超过载波
信号s1，因此如图3(c)所示，驱动脉冲Dvp在相对于时刻t4延迟
了dt的时刻t5处接通。然后，由于电压指令值vv在时刻t6下降到
载波信号s1以下，因此驱动脉冲Dvp在时刻t6处断开。即，生成
如图3(c)所示的驱动脉冲Dvp。注意，相同条件还适用于W相的
电压指令值vw的情况，并且图3没有示出该情况。
接着，将说明如下的第一处理，其中该第一处理用于利用
图2所示的定时控制单元25，通过使各驱动脉冲Dup、Dun、Dvp、
Dvn、Dwp和Dwn的相位发生移位来生成驱动脉冲Tup、Tun、
Tvp、Tvn、Twp和Twn。以下是通过使V相的上侧臂的驱动脉冲
Dvp的定时移位来生成驱动脉冲Tvp的示例。换句话说，使图3(c)
所示的驱动脉冲Dvp的相位发生移位，从而生成如图3(d)所示的
驱动脉冲Tvp。
以下是对驱动脉冲的移位处理的说明。在电压指令值vv在
时刻t4超过载波信号s1的情况下，驱动脉冲Tvp被控制为在经过
了dt之后的时刻t5处不接通。获得直到电压指令值vv下降到载
波信号s1以下的时间、即时刻t5和时刻t6之间的时间(占空宽
度)，由此存储该占空宽度。然后，驱动脉冲Tvp被控制为在驱
动脉冲Dup断开的时刻t3处接通。在上述占空宽度期间保持驱动
脉冲Tvp的接通状态，然后使驱动脉冲Tvp断开。结果，驱动脉
冲Tvp转变为图3(d)所示的驱动脉冲。然后，驱动脉冲Dup的下
降时刻(断开定时)被控制为与驱动脉冲Tvp的上升时刻(接通定
时)相对应(相同步)。这是因为：这两个电流(方向不同的电流)
相互抵消，并且流入图1所示的电容器C 1的电流减少。以下将
进行更加具体的说明。
接着，将说明如下的第二处理，其中该第二处理用于利用
图2所示的定时控制单元25，通过使各驱动脉冲Dup、Dun、Dvp、
Dvn、Dwp和Dwn的相位发生移位来生成驱动脉冲Tup、Tun、
Tvp、Tvn、Twp和Twn。以下是对图3(c)所示的驱动脉冲Dvp进
行分割并使分割得到的驱动脉冲至少之一的相位发生移位从而
改变为图3(e)所示的附图标记s2和s3所表示的两个驱动脉冲的
示例。
下面说明驱动脉冲的移位处理。在电压指令值vv在时刻t4
超过载波信号s1的情况下，驱动脉冲Tvp被控制为在经过了dt
之后的时刻t5处接通。然后，驱动脉冲Tvp被控制为在载波信号
s1达到最低点的时刻t8处断开。结果，生成由图3(e)的附图标记
s2所表示的驱动脉冲。然后，获得从电压指令值vv超过载波信
号s1的点经过了dt之后的时刻到电压指令信号vv低于载波信号
s1的点之间的时间、即时刻t5和时刻t6之间的时间(占空宽度)，
由此存储该占空宽度。驱动脉冲Tvp被控制为在驱动脉冲Dup
断开的时刻t3处再次接通。仅在从占空宽度减去时刻t5和时刻t8
之间的时间(驱动脉冲s2)所获得的时间内保持驱动脉冲Tvp的
接通状态，然后驱动脉冲Tvp被控制为断开。可选地，可以存
储时刻t8和时刻t6之间的时间(占空宽度)，从而确定从时刻t3起
的接通时间。结果，使驱动脉冲Tvp改变为图3(e)所示的两个驱
动脉冲s2和s3。在这种情况下，两个驱动脉冲s2和s3的脉冲宽
度的总和与图3(c)所示的时刻t5和时刻t6之间的驱动脉冲宽度
相同。
关于图3(d)所示的驱动脉冲Tvp，时刻t5和时刻t6之间的驱
动脉冲跨过时刻t8。另一方面，与上述第一处理不同，第二处
理中要产生的驱动脉冲没有跨过载波信号s1的边界(时刻t8)。因
此，存在如下优势：防止与载波信号的同步性能的劣化。
如上所述，图3是对U相和V相的驱动脉冲的定时进行控制
以使其彼此相对应的示例。同样，还可以对其它两相之间的驱
动脉冲的定时进行控制以使其彼此相对应。在将三相的驱动脉
冲控制为相同的情况下，可以应用与两相之间的定时调整的情
况相同的想法。例如，可以对V相和W相的驱动脉冲的各上升
沿进行控制，从而使其与U相的驱动脉冲的下降沿相对应。
以下说明如图3(d)和3(e)所示的使一个驱动脉冲的上升沿
与另一驱动脉冲的下降沿相对应的目的。
图4(a)~4(c)是分别示出U相、V相和W相各自所设置的开关
元件S1~S6的接通/断开操作的时序图。这些时序图中的白色区
域表示上侧开关元件S1、S3和S5接通的定时，并且阴影区域表
示下侧开关元件S2、S4和S6接通的定时。各相的波形是各相移
位了120度的正弦波形。
在由图4(b)示出的附图标记q1所表示的紧挨在V相的上侧
开关元件S3断开之前的定时处，如图5所示，电流流入各相。
即，+350A的电流I 1流入V相的上侧开关元件S3，+200A的电流
I2流入U相的下侧开关元件S2，并且-150A的电流I3流入W相的
上侧二极管D5。关于电流方向，将各开关元件S1~S6的正方向
定义为正电流，并将反方向定义为负电流。
然后，V相的上侧开关元件S3从接通状态转变为断开状态，
由此转变为续流模式(free-wheeling mode)。因此，如图6所示，
V相的下侧二极管D4转变为接通状态，以使得电流I1继续向着
马达13(图中的右方向)流动。图7示出在V相的上侧开关元件S3
从接通状态转变为断开状态的瞬时电流变化。
即，如图7所示，当V相的上侧开关元件S3从接通状态转变
为断开状态时，在V相的上侧开关元件S3、V相的下侧二极管
D4和电容器C1处分别发生等同于-350A的相同电流变化。关于
U相的上下桥臂和W相的上下桥臂，在开关元件S3从接通状态
转变为断开状态的瞬间不存在开关操作的变化(无电流变化)。
另一方面，在由图6的箭头Y1所表示的电路回路内发生由于V
相的开关操作所引起的急剧电流变化。
图8是示出在开关元件S3从接通状态转变为断开状态的瞬
间流入电容器C1的电流的变化的时序图。流入电容器C1的电流
在时刻t10处从+200A转变为-150A。结果，发生了由于电流通
路中的寄生感抗L所引起的高冲击电压(L*di/dt)。
根据本实施例，使各相的开关元件S1~S6的驱动定时发生
移位，从而减少流入电容器C1的电流的急剧变化。因此，防止
了由于寄生感抗L所引起的冲击电压。换句话说，如以上参考
图3所述，使某一相的驱动脉冲的上升沿与另一相的驱动脉冲的
下降沿同步，使得减少了流入电容器C1的电流的急剧变化以防
止冲击电压。
以下说明用于使具有彼此方向不同的电流变化的开关元件
的操作相同步从而抵消这些电流变化的处理。
图9(a)和9(b)以及图10(a)和10(b)是示出U相的各开关元件
S1和S2的操作示例的说明图。这些图各自是部分示出反相器11
中所设置的U相的开关元件S1和S2的一部分的电路。上侧臂和
下侧臂之间的中点连接至马达13的U相输入端子。这些图中向
着右方向的箭头表示向着马达13的电流流动、即表示正电流流
动，并且向着左方向的箭头表示来自马达13的电流流动、即表
示负电流流动。
图9(a)示出U相中向着马达13的正电流流动，并且示出在上
侧开关元件S1从接通状态转变为断开状态的瞬时电流变化。在
这种情况下，从图1所示的DC电源12的正侧(DC高电位侧)向着
马达13流动的电流因开关元件S1转变为断开状态而被中断，由
此转变为来自DC低电位侧的续流模式。结果，电流向着马达13
流动。这等同于在该瞬间发生了箭头Y2所表示的电流变化。
图9(b)示出U相中向着马达13的负电流流动，并且示出在下
侧开关元件S2从接通状态转变为断开状态的瞬时电流变化。与
图9(a)的情况相同，在开关元件S2从接通状态转变为断开状态
的瞬时发生了箭头Y3所表示的电流变化。换句话说，在图9(a)
和9(b)的情况下，识别出产生了逆时针方向(箭头Y2和Y3)的电
流变化。分别在U相、V相和W相中产生了这种电流变化。
另一方面，图10(a)示出U相的上侧开关元件S 1处于断开状
态并且电流从下侧二极管D2向着马达13流动的状态，并且还示
出在开关元件S 1从断开状态转变为接通状态的瞬时电流变化。
图10(b)示出U相的下侧开关元件S2处于断开状态的状态，并且
还示出在该开关元件从断开状态转变为接通状态的瞬时电流变
化。换句话说，在图10(a)和10(b)的情况下，识别出生成了顺时
针方向(箭头Y4和Y5)的电流变化。分别在U相、V相和W相中产
生了这种电流变化。
因此，识别出图9(a)和9(b)的其中一个的定时与图10(a)和
10(b)的其中一个的定时同步，从而抵消或减少由箭头Y2~Y5所
表示的电流。
以下说明用于生成要输出至各开关元件S1~S6的驱动脉冲
的处理。首先，将说明传统上采用的正常操作。图11是示出如
下处理的说明图，其中该处理用于根据具有预定载波频率(例
如，1[KHz])的载波信号以及U相、V相和W相各自的电压指令
值来确定各相的PWM控制用的驱动信号的脉冲宽度。图11示出
没有应用根据本发明的定时移位处理的情况。在这种情况下，
确定了要输出至U相、V相和W相各自的上侧开关元件S1、S3
和S5的脉冲信号的脉冲宽度。下侧开关元件S2、S4和S6分别以
与上侧开关元件S1、S3和S5相反的方式工作。例如，在S1处于
接通状态的情况下，S2处于断开状态，以及在S2处于接通状态
的情况下，S1处于断开状态。
如图11所示，在U相的上侧开关元件S1处于接通状态的状
态(时刻t11，电压0V)转变为开关元件S1断开的状态(时刻t12，
电压300V)的情况下，进行与图9(a)相同的操作。在此期间，100A
的电流沿着逆时针方向在包括U相的上下桥臂和电容器C 1的电
路回路内流动。即，由于图13(a)所示的状态转变为图13(b)所示
的状态，因此电容器电流Cap从100A改变为0A。结果，由于寄
生在电路回路内的感抗L而发生冲击电压。
另一方面，本发明改变了V相的上侧开关元件S3从接通状
态转变为断开状态的定时。换句话说，在采用根据本发明的定
时移位处理的情况下，当U相的上侧开关元件S1处于接通状态
的状态(时刻t13)转变为开关元件S1处于断开状态的状态(时刻
t14)时，进行与图9(a)相同的操作。因而，移位开关元件S3和S4
的定时，以使其与U相中的这种定时相对应，从而使V相的下侧
开关元件S4接通并且使V相的上侧开关元件S3断开。图12示出V
相的上侧开关元件S3的电压波形而没有示出V相的下侧开关元
件S4的电压波形。如上所述，开关元件S4的电压波形与开关元
件S3的电压波形相反。
因此，在使V相的上侧开关元件S3断开之后，使V相的下侧
开关元件S4接通。在这种情况下，开关元件S4从断开状态(图12
的t13)转变为接通状态(图12的t14)，并且进行与图10(b)相同的
操作。在图13(b)所示的状态转变为图13(c)所示的状态的情况
下，在包括V相的上下桥臂和电容器C1的电路回路内沿着顺时
针方向发生60A的电流变化。
同时，在包括U相的上下桥臂和电容器C1的电路回路内沿
着逆时针方向发生100A的电流变化。因此，各电流变化的方向
彼此相反，并且逆时针方向上的100A的电流被抵消了顺时针方
向上的60A的电流，从而在逆时针方向上可以使电流变化减少
为40A。电容器电流Cap从40A改变为0A。即，在U相的上侧开
关元件S1从接通状态转变为断开状态以及在V相的下侧开关元
件S4从断开状态转变为接通状态的瞬时，图13(c)所示的状态转
变为图13(b)所示的状态。因此，与不进行定时移位处理的情况
相比，电流变化可以减少为40A。因此，可以减少由于电路回
路内的寄生感抗L所引起的冲击电压。
接着，将参考图14所示的示意图来说明图11和图12各自的
情况下的电流变化。图14示出在由图4所示的三相AC波形的附
图标记q2所表示的时间内的流入U相、V相和W相各自的电流的
变化，并且示出相位发生移位之前(该图的左侧)和相位发生移
位之后(该图的右侧)的各电流脉冲。另外，图14示出U相的占空
比为70%、V相的占空比为30%、并且W相的占空比为50%的情
况。
图14(a1)示出U相的电流脉冲，其中该电流脉冲在时刻t21
处接通以使得+100A的电流流动，并且在时刻t22处断开从而产
生-100A的电流变化。在没有使相位发生移位的情况下，如图
14(b1)所示，V相的电流脉冲在时刻t23处断开以使得-40A的电
流流动，并且在时刻t24处接通从而产生+40A的电流变化。此
外，如图14(c 1)所示，W相的电流脉冲在时刻t26处断开以使得
-60A的电流流动，并且在时刻t27处接通从而产生+60A的电流
变化。
图14(d1)是示出对各相的电流进行相加的情况的电流脉
冲。即，在时刻t26处产生-60A的电流变化，在时刻t23处产生
-40A的电流变化，在时刻t24处产生+40A的电流变化，在时刻t27
处产生+60A的电流变化，并且在时刻t22处产生-100A的电流变
化。在这种情况下，最大电流变化为+100A~-100A。
另一方面，在根据本发明使相位发生移位的情况下，如图
14(b2)所示，V相的电流脉冲移位至右侧，使得图14(b1)的时刻
t24处的定时与时刻t22处的定时相对应。另外，如图14(c2)所示，
W相的电流脉冲移位至左侧，使得图14(c1)的时刻t26处的定时
与时刻t21处的定时相对应。因而，W相的电流脉冲是时刻t21~
时刻t28的脉冲信号。注意，图14(a2)所示的U相的电流脉冲与
图14(a1)的电流脉冲相同。
图14(d2)是示出对各相的电流进行相加的情况的电流脉
冲。因而，在时刻t25处产生-40A的电流变化，在时刻t28处产
生+60A的电流变化，并且在时刻t22处产生-60A的电流变化。
在这种情况下，最大电流变化为+60A~-60A。识别出顺时针方
向上流动的电流和逆时针方向上流动的电流互相平衡以使这些
电流抵消，由此防止电流流入电容器C1。
在图14所示的情况下，使占空比小的相(V相、W相)的驱动
脉冲进行移位以使其与占空比相对较大的相(U相)的驱动脉冲
相对应。换句话说，在将U相的开关元件定义为第一开关元件
并将V相或W相的开关元件定义为第二开关元件的情况下，使
第二开关元件的驱动脉冲的输出定时发生移位，以使得第二开
关元件的接通定时与第一开关元件的断开定时相对应。
在电流值的差较小的相之间使接通定时和断开定时同步的
情况下，可以更加有效地抵消电流。以下参考图15所示的电流
脉冲的典型图来说明该机制。在图14的情况下，使U相的-100A
和V相的+40A的各定时(时刻t22)同步。在图15的情况下，使U
相的-100A和W相的+60A的各定时同步，以使得各电流彼此更
接近。
如图15(b2)和15(c2)所示，W相接通的时刻从时刻t27转变
为时刻t23，以使得U相断开的时刻与W相接通的时刻相对应。
另外，使V相的电流脉冲移位，以使得由时刻t23所限定的W相
断开的时刻t31与V相接通的时刻相对应。在这种情况下，V相
断开的时刻为时刻t32。
在进行了上述相位发生移位的情况下，如图15(d2)所示，
在时刻t32处产生-40A的电流变化，在时刻t31处产生-20A的电
流变化，并且在时刻t23处产生-40A的电流变化。注意，图
15(a1)~15(d1)和图15(a2)所示的波形与图14(a1)~14(d1)和图
14(a2)所示的波形相同。
因此，由于冲击电压所引起的负电流(逆时针)方向上的最
大电流变化为-40A。因而，识别出与图14所示的-60A的最大电
流变化的情况相比、电流变化的降低效果进一步增强。
如上所述，根据第一实施例的电力转换设备100对开关元件
进行控制，以使得某一相(例如，U相)的开关元件工作时所产生
的电流变化的方向与另一相(例如，W相)的开关元件工作时所
产生的电流变化的方向相反。因此，可以减少在包括寄生感抗
L的电流通路内流动的电流的变化。因此，可以在维持期望的
要求输出的状态下防止由于电流变化所引起的冲击电压。
此外，使用反相器电路的电力转换设备可以在不改变各相
的驱动脉冲的占空比的情况下容易地改变这些驱动脉冲的输出
定时。因而，可以减轻定时控制单元25的控制负荷和运算负荷。
如图15(b2)和图15(c2)所示，在某一个开关元件(例如，V
相)接通的情况下，与该开关元件相比流动的电流较大的另一开
关元件(例如，U相)被控制为断开。因此，可以防止U相、V相
和W相各自所产生的冲击电压。
此外，如图14(a2)和14(b2)所示，接通时间较短的相(V相)
的驱动脉冲的上升沿被控制为与接通时间较长的相(U相)的驱
动脉冲的下降沿相对应，从而可以抑制对马达输出的影响。换
句话说，在使接通时间较短的驱动脉冲移位的情况下，驱动脉
冲几乎没有跨越载波周期的边界。因此，可以防止与载波信号
的同步性能的劣化。
第一实施例的变形例
以下是上述第一实施例的变形例。在该变形例中，反相器
包括多相，从而提高防止电流变化的效果。图16是示出包括A
相~I相的九相反相器的电流变化的波形。图17(a)示出在由图16
的附图标记q3所表示的时刻处的各相的电流值。即，A相的电
流是100A，B相的电流是82A，C相的电流是71A，D相的电流
是26A，E相的电流是9A，F相的电流是-42A，G相的电流是-57A，
H相的电流是-91A，并且I相的电流是-97A。
在图17(a)所示的各相的电流值的绝对值按降序重新排列
的情况下，最大值为A相，之后依次为I相、H相、B相、C相、
G相、F相、D相和E相。识别出：与上述三相的情况相比，在
该九相的情况下，各相邻相之间的电流值的差异较小。因而，
在绝对值彼此接近的两相之间使接通定时和断开定时同步，从
而可以进一步减少电流变化。
例如，在A相的-100A(断开)被控制为与I相的+97A(接通)
相对应的情况下，可以使由于冲击电压所引起的电流变化减少
为-3A。在I相的-97A(断开)被控制为与H相的+91A(接通)相对
应的情况下，可以使电流变化减少为-6A。在D相的断开定时和
E相的接通定时之间，发生这两相间的两个电流值的最大差异，
并且最大电流变化为-17A。即，可以使电流变化减少为-17A。
因此，随着反相器所包括的相数的增加，可以进一步实现防止
电流变化的效果。
第二实施例
接着，将说明根据本发明第二实施例的电力转换设备100。
根据上述第一实施例，U相、V相和W相分别包括一个系统的开
关元件。另一方面，根据第二实施例的电力转换设备包括分别
并联地连接至共用母线并对各相用电流进行驱动的两个以上系
统的开关元件。更具体地，该电力转换设备针对各相包括多个
系统的开关元件，即在图18的情况下针对一相包括三个系统并
且在图19的情况下针对一相包括四个系统，其中使各相中用以
驱动各系统的开关元件的驱动脉冲的接通/断开发生移位，从而
防止电流变化。图18是使用针对三相中的各相包括三个系统的
反相器电路来驱动9槽马达的一个示例，并且图19是使用针对三
相中的各相包括四个系统的反相器电路来驱动12槽马达的示
例。
在使驱动脉冲在各相之间发生移位从而抵消电流变化的情
况下，由于各相的电流随时间而改变，因而电流变化无法被完
全抵消。考虑到该情况，根据第二实施例，在各相中产生多个
驱动脉冲，并且在各相中使驱动脉冲的相位发生移位，从而更
加有效地抑制电流变化。
图20(a)~20(c)是使用三个系统的开关元件来输出U相电流
的情况下的波形，并且示出U1相、U2相和U3相的各电流。在
由图20的附图标记q4所表示的时刻，如图21(a)~21(c)所示，U1、
U2和U3相各自的电流脉冲是以相同等级和相同定时输出的。根
据第二实施例，使这些电流脉冲的接通/断开定时发生移位，由
此抵消电流变化。
图22是示出在使相位发生移位的情况下各相(U1、U2和U3)
的电流脉冲的输出定时的说明图。在该方法中，图22(a)所示的
U1相的断开定时与图22(b)所示的U2相的接通定时同步，U2相
的断开定时与图22(c)所示的U3相的接通定时同步，并且U3相
的断开定时与U1相的接通定时同步。
利用这种方法，在各相(U相、V相和W相)中产生多个电流
脉冲以使反相器工作的情况下，各相的脉冲电流的接通/断开定
时可以彼此同步。因此，可以基本抵消电流变化，并且可以防
止因急剧电流变化而产生高冲击电压。
图22是如上所述针对U相使用U1、U2和U3这三相的电流脉
冲的示例。可选地，如图23(a)~23(d)所示，一相的开关元件可
以包括四个并联系统(U1相、U2相、U3相和U4相)，以使得这四
相(U1相、U2相、U3相和U4相)的接通/断开定时彼此同步。因
此，可以以与图22的情况相同的方式抵消各相的电流变化。注
意，尽管在图24中在同相中U1相的接通定时和U4相的断开定时
彼此同步，但各定时可以根据占空比的改变而与其它相位中的
接通/断开定时同步。
如上所述，根据第二实施例的电力转换设备100使一相的驱
动脉冲的定时发生移位从而防止电流变化。在本实施例中，流
入同相的开关元件的电流的值相同。因此，在一个开关元件接
通时，对同相的电流进行驱动的另一开关元件被控制为断开，
从而可以更加有效地防止冲击电压的产生。
第三实施例
接着，将说明根据本发明第三实施例的电力转换设备100。
如上述图3(e)所示，一个驱动脉冲被分割成多个驱动脉冲(例如，
两个驱动脉冲)，然后使这些驱动脉冲的其中一个的定时与另一
驱动脉冲的定时同步，从而抑制电流变化。
在使驱动脉冲发生移位的情况下，各相之间或同相内的连
续定时同步变复杂。因而，可能难以使一相(例如，U相)断开的
时刻与另一相(例如，W相)接通的时刻同步。考虑到该情况。
如图25所示，W相上侧的驱动脉冲的占空比被分割成两个驱动
脉冲。在图25所示的情况下，紧挨在使U相的上侧开关元件S1
断开之前使W相的上侧开关元件S5接通和断开。因此，可以抑
制U相的上下桥臂和W相的上下桥臂的电流变化，从而可以容
易地使定时彼此同步。
因此，在根据第三实施例的电力转换设备中，一个驱动脉
冲的占空比被分割成多个驱动脉冲，以使得在一个开关元件接
通时，另一开关元件很容易被控制为断开。另外，由于各电流
的流动方向在相反方向上改变因而抵消了电流变化，从而可以
容易地抑制冲击电压的产生。因此，可以在不改变占空比而维
持期望的要求输出的情况下减少冲击电压。此外，一个驱动脉
冲被分割成多个驱动脉冲，从而可以提高与载波信号的同步性，
并且可以使对要求输出的影响极小化。
尽管已经参考附图所示的实施例说明了本发明的电力转换
设备，但本发明不限于前述实施例，并且各组件可以由具有相
同功能的任意组件所替换。
例如，在上述实施例中，说明了使用PWM型反相器来生成
三相AC的情况。然而，本发明还适用于使用PWM型以外的反
相器或者多相DC/DC转换器来生成三相AC的其它情况。
上述实施例仅是为了便于理解本发明而描述的示例。本发
明不限于这些实施例。上述实施例所公开的各元件、上述实施
例的任意组合、修改和改变均属于本发明的技术范围。
本申请基于并要求2010年4月14日提交的日本专利申请
2010-093149的优先权，且该申请全部内容通过引用包含于此。
产业上的可利用性
根据本发明的电力转换设备，该电力转换设备对开关元件
进行控制，以使得某一相的开关元件工作时的电流变化的方向
与其它相的开关元件工作时的电流变化的方向相反。因此，可
以减少在包括寄生感抗的电流通路内流动的电流的变化量，并
且可以防止由于电流变化所引起的冲击电压。因此，本发明的
电力转换设备在工业上是可应用的。