用于功率变换器的控制电路、变换系统及其控制方法技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及用于功率变换器的
控制电路、变换系统以及对该变换系统的控制方法。
背景技术
当前，为了降低电力电子装置频繁使用给电网造成的严重谐
波污染，通常需要引入功率因数校正(PFC)电路，藉由PFC电
路使输入电流谐波满足预设的谐波要求。此外，PFC电路的发展
趋势也如同大部分的电源产品一样，朝着高效率(High efficiency)，
高功率密度(High power density)方向发展。
以无桥PFC电路拓扑为例，该电路具有低通态损耗、低共模
干扰以及元器件利用率高等诸多优点。例如，无桥PFC电路包括
彼此并联连接的一第一桥臂和一第二桥臂，第一桥臂由第一
MOSFET和第二MOSFET构成，第二桥臂由第三MOSFET和第
四MOSFET构成。
该无桥PFC电路在接收交流输入电压时，其工作过程可简要
描述如下：当输入电压大于零时，第二MOSFET和第四MOSFET
开通，电流经由输入电感、第二MOSFET和第四MOSFET形成电
流回路，从而使输入电感储存能量；当第二MOSFET关断时，电
流经由输入电感、第一MOSFET的体二极管、电解电容和第四
MOSFET，从而电感释放能量给电容充电。类似地，当输入电压小
于零时，第一MOSFET和第三MOSFET开通，电流经由第三
MOSFET、第一MOSFET和输入电感形成电流回路，从而使输入
电感储存能量；当第一MOSFET关断时，电流经由第三MOSFET、
电解电容、第二MOSFET的体二极管、输入电感，从而电感释放
能量给电容充电。由上述工作过程可知，传统的PFC电路虽然通
态损耗低、共模干扰小，但是电感能量释放阶段，第一桥臂中的
第一MOSFET的体二极管或第二MOSFET的体二极管一直处于导
通状态，因而通态损耗仍然较大。
有鉴于此，如何设计一种对于无桥PFC电路的控制方法，在
传统PFC电路的基础上更进一步地降低电路通态损耗，是业内相
关技术人员亟待解决的一项课题。
发明内容
针对现有技术中的无桥PFC电路所存在的上述缺陷，本发明
提供了一种用于功率变换器的控制电路、变换系统及其控制方法。
依据本发明的一具体实施方式，提供了一种变换系统，包括：
一交流电源，具有一第一端和一第二端；
一功率变换器，包括：
一第一桥臂，包括彼此串联的一第一开关管和一第二开
关管，所述第一开关管的第二端与所述第二开关管的第一端相连
接且藉由一电感元件耦接至所述交流电源的第一端，其中，所述
第一开关管和所述第二开关管工作于一第一开关频率；以及
一第二桥臂，与所述第一桥臂并联连接，包括彼此串联
的一第三开关管和一第四开关管，所述第三开关管的第二端与所
述第四开关管的第一端、所述交流电源的第二端相连接，其中，
所述第三开关管和所述第四开关管工作于一第二开关频率，且所
述第二开关频率小于所述第一开关频率；以及
一控制电路，用于控制所述第一桥臂中的第一开关管和第二
开关管，使流经所述电感元件的电流在至少一个第一开关周期结
束时刻之前降为零，所述第一开关周期对应于所述第一开关频率。
在一实施例中，控制电路还用于控制所述第二桥臂中的第三
开关管和第四开关管，使所述第三开关管和第四开关管在任一第
二开关周期中的前1/2周期和后1/2周期分别为低电位和高电位，
所述第二开关周期对应于所述第二开关频率。第二开关频率与所
述交流电源的工作频率相同，并且所述第二开关周期包括多个第
一开关周期。在所述第二开关周期内，所述控制电路还用于控制
所述第一桥臂中的第一开关管和第二开关管，使流经所述电感元
件的电流在至少一个第一开关周期结束时刻刚好降为零。在所述
第二开关周期内，所述控制电路还用于控制所述第一桥臂中的第
一开关管和第二开关管，使流经所述电感元件的电流在至少一个
第一开关周期中的任意时刻大于零。
在一实施例中，第二开关周期至少包括三个第一开关周期，
所述控制电路用于控制所述第一桥臂中的第一开关管和第二开关
管，其中：
在一第一开关周期内，使流经所述电感元件的电流在结束时
刻之前降为零；
在另一第一开关周期内，使流经所述电感元件的电流在结束
时刻刚好降为零；
在又一第一开关周期内，使流经所述电感元件的电流在该周
期内的任意时刻大于零。
在一实施例中，第一开关周期为起始时刻t0至结束时刻ts的
时间期间，所述第一桥臂中的主开关管自所述起始时刻t0开始导
通，所述第一桥臂中的从开关管在流经所述电感元件的电流降为
零的时刻t3之前关断，其中，t3早于所述结束时刻ts。当流经所
述电感元件的电流达到峰值电流时，所述控制电路控制所述主开
关管关断且所述从开关管导通。
在一实施例中，第一开关周期为起始时刻t0至结束时刻ts的
时间期间，所述第一桥臂中的主开关管自所述起始时刻t0开始导
通，所述第一桥臂中的从开关管在流经所述电感元件的电流降为
零的时刻t2之后关断，其中，t2早于所述结束时刻ts。当流经所
述电感元件的电流达到峰值电流时，所述控制电路控制所述主开
关管关断且所述从开关管导通。
在一实施例中，当流经所述电感元件的电流降为零时，所述
第一桥臂中的主开关管和从开关管均处于关断状态，所述主开关
管的寄生电容、所述从开关管的寄生电容与所述电感元件发生谐
振，其中，所述控制电路使所述主开关管在其自身的第N个电压
谐振谷底时刻开通，N为自然数。
在一实施例中，当流经所述电感元件的电流降为零时，所述
第一桥臂中的主开关管和从开关管均处于关断状态，所述主开关
管的寄生电容、所述从开关管的寄生电容与所述电感元件发生谐
振，其中，当所述主开关管在所述第一开关周期的结束时刻仍然
未到达电压谐振谷底时，所述控制电路在下一个第一开关周期的
起始时刻强制开通所述主开关管。
在一实施例中，当所述交流电源的第一端与第二端之间为正
向电压时，所述主开关管为所述第二开关管，所述从开关管为所
述第一开关管；当所述交流电源的第一端与第二端之间为负向电
压时，所述主开关管为所述第一开关管，所述从开关管为所述第
二开关管。
在一实施例中，第一开关管和第二开关管为MOSFET或
IGBT，其材质为Si、SiC、GaN或宽禁带半导体材料。
在一实施例中，第三开关管和第四开关管为MOSFET或
IGBT，其材质为Si、SiC、GaN或宽禁带半导体材料。
在一实施例中，第三开关管和所述第四开关管为二极管，其
材质为Si、SiC、GaN或宽禁带半导体材料。
依据本发明的另一具体实施方式，用于上述变换系统的控制
方法包括以下步骤：
施加一第一控制信号和一第二控制信号，以控制所述第一桥
臂中的第一开关管和第二开关管，所述第一控制信号和第二控制
信号具有一第一开关周期；
施加一第三控制信号和一第四控制信号，以控制所述第二桥
臂中的第三开关管和第四开关管，所述第三控制信号和所述第四
控制信号具有一第二开关周期，所述第二开关周期大于所述第一
开关周期；
藉由所述第一控制信号和所述第二控制信号，使流经所述电
感元件的电流在至少一个第一开关周期结束时刻之前降为零。
在一实施例中，第三控制信号和所述第四控制信号各自的电
位极性在所述第二开关周期的任一时刻均相反。
在一实施例中，第二开关周期与所述交流电源的工作周期相
同，并且所述第二开关周期包括多个第一开关周期。
在一实施例中，该控制方法还包括：藉由所述第一控制信号
和所述第二控制信号，使流经所述电感元件的电流在至少一个第
一开关周期结束时刻刚好降为零。
在一实施例中，该控制方法还包括：藉由所述第一控制信号
和所述第二控制信号，使流经所述电感元件的电流在至少一个第
一开关周期中的任意时刻大于零。
在一实施例中，第二开关周期至少包括三个第一开关周期，
该控制方法用于施加所述第一控制信号和所述第二控制信号，并
使得：在一第一开关周期内，使流经所述电感元件的电流在结束
时刻之前降为零；在另一第一开关周期内，使流经所述电感元件
的电流在结束时刻刚好降为零；在又一第一开关周期内，使流经
所述电感元件的电流在该周期内的任意时刻大于零。
在一实施例中，第一开关周期为起始时刻t0至结束时刻ts的
时间期间，自所述起始时刻t0开始施加所述第一控制信号，并且
在流经所述电感元件的电流降为零的时刻t3之前关断所述第二控
制信号，其中，t3早于所述结束时刻ts。当流经所述电感元件的
电流达到峰值电流时，关断所述第一控制信号且开始施加所述第
二控制信号。
在一实施例中，第一开关周期为起始时刻t0至结束时刻ts的
时间期间，自所述起始时刻t0开始施加所述第一控制信号，并且
在流经所述电感元件的电流降为零的时刻t2之后关断所述第二控
制信号，其中，t2早于所述结束时刻ts。当流经所述电感元件的
电流达到峰值电流时，关断所述第一控制信号且开始施加所述第
二控制信号。
在一实施例中，当流经所述电感元件的电流降为零时，所述
第一控制信号和所述第二控制信号均处于关断状态，所述第一桥
臂中的主开关管的寄生电容、从开关管的寄生电容与所述电感元
件发生谐振，其中，在所述主开关管的第N个电压谐振谷底时刻
开始施加所述第一控制信号，N为自然数。
在一实施例中，当流经所述电感元件的电流降为零时，所述
第一控制信号和所述第二控制信号均处于关断状态，所述第一桥
臂中的主开关管的寄生电容、从开关管的寄生电容与所述电感元
件发生谐振，其中，若所述主开关管在所述第一开关周期的结束
时刻仍然未到达电压谐振谷底，在下一个第一开关周期的起始时
刻强制施加所述第一控制信号。
在一实施例中，当所述交流电源的第一端与第二端之间为正
向电压时，所述第一控制信号和所述第二控制信号分别用来控制
所述第二开关管和所述第一开关管，此时所述第二开关管和所述
第一开关管分别为主开关管和从开关管；当所述交流电源的第一
端与第二端之间为负向电压时，所述第一控制信号和所述第二控
制信号分别用来控制所述第一开关管和所述第二开关管，此时所
述第一开关管和所述第二开关管分别为主开关管和从开关管。
依据本发明的又一具体实施方式，提供了一种用于功率变换
器的控制电路，该功率变换器包括一第一桥臂和一第二桥臂，所
述第一桥臂包括彼此串联的一第一开关管和一第二开关管，所述
第一开关管的第二端与所述第二开关管的第一端相连接；所述第
二桥臂与所述第一桥臂并联连接，包括彼此串联的一第三开关管
和一第四开关管，所述第三开关管的第二端与所述第四开关管的
第一端相连接，其中，该控制电路包括：
一第一控制模块，用于输出一第一控制信号和一第二控制信
号，以控制所述第一桥臂中的第一开关管和第二开关管，所述第
一控制信号和第二控制信号具有一第一开关周期；
一第二控制模块，用于输出一第三控制信号和一第四控制信
号，以控制所述第二桥臂中的第三开关管和第四开关管，所述第
三控制信号和所述第四控制信号具有一第二开关周期，所述第二
开关周期大于所述第一开关周期，
其中，所述控制电路藉由所述第一控制信号和所述第二控制
信号，使流经所述功率变换器中的一电感元件的电流在至少一个
第一开关周期结束时刻之前降为零。
在一实施例中，第三控制信号和所述第四控制信号各自的电
平极性在所述第二开关周期的任一时刻均相反。
在一实施例中，该控制电路还藉由所述第一控制信号和所述
第二控制信号，使流经所述电感元件的电流在至少一个第一开关
周期结束时刻刚好降为零。
在一实施例中，该控制电路还藉由所述第一控制信号和所述
第二控制信号，使流经所述电感元件的电流在至少一个第一开关
周期的任意时刻大于零。
在一实施例中，第二开关周期至少包括三个第一开关周期，
所述第一控制模块藉由所输出的所述第一控制信号和所述第二控
制信号，使得：在一第一开关周期内，使流经所述电感元件的电
流在结束时刻之前降为零；在另一第一开关周期内，使流经所述
电感元件的电流在结束时刻刚好降为零；在又一第一开关周期内，
使流经所述电感元件的电流在该周期内的任意时刻大于零。
在一实施例中，第一开关周期为起始时刻t0至结束时刻ts的
时间期间，所述第一控制模块自所述起始时刻t0开始施加所述第
一控制信号，并且在流经所述电感元件的电流降为零的时刻t3之
前关断所述第二控制信号，其中，t3早于所述结束时刻ts。当流
经所述电感元件的电流达到峰值电流时，所述第一控制模块关断
所述第一控制信号且开始施加所述第二控制信号。
在一实施例中，第一开关周期为起始时刻t0至结束时刻ts的
时间期间，所述第一控制模块自所述起始时刻t0开始施加所述第
一控制信号，并且在流经所述电感元件的电流降为零的时刻t2之
后关断所述第二控制信号，其中，t2早于所述结束时刻ts。当流
经所述电感元件的电流达到峰值电流时，所述第一控制模块关断
所述第一控制信号且开始施加所述第二控制信号。
在一实施例中，当流经所述电感元件的电流降为零时，所述
第一控制信号和所述第二控制信号均处于关断状态，所述第一桥
臂中的主开关管的寄生电容、从开关管的寄生电容与所述电感元
件发生谐振，其中，在所述主开关管的第N个电压谐振谷底时刻，
所述第一控制模块开始施加所述第一控制信号，N为自然数。
在一实施例中，当流经所述电感元件的电流降为零时，所述
第一控制信号和所述第二控制信号均处于关断状态，所述第一桥
臂中的主开关管的寄生电容、从开关管的寄生电容与所述电感元
件发生谐振，其中，若所述主开关管在所述第一开关周期的结束
时刻仍然未到达电压谐振谷底，所述第一控制模块在下一个第一
开关周期的起始时刻强制施加所述第一控制信号。
在一实施例中，当所述交流电源的第一端与第二端之间为正
向电压时，所述第一控制信号和所述第二控制信号分别用来控制
所述第二开关管和所述第一开关管，此时所述第二开关管和所述
第一开关管分别为主开关管和从开关管；当所述交流电源的第一
端与第二端之间为负向电压时，所述第一控制信号和所述第二控
制信号分别用来控制所述第一开关管和所述第二开关管，此时所
述第一开关管和所述第二开关管分别为主开关管和从开关管。
在一实施例中，该控制电路为一微控制单元(MCU，Micro
Control Unit)、一中央处理器(CPU，Central Processor Unit)、一
数字处理器(DSP，Digital Signal Processor)、一ARM芯片或一专
用集成电路芯片(ASIC，Application Specific Integrated Circuit)。
采用本发明的用于功率变换器的控制电路、变换系统及其控
制方法，通过控制第一桥臂中的第一开关管和第二开关管，使流
经电感元件的电流在至少一个第一开关周期结束时刻之前降为
零，从而可藉由该功率变换器在一部分第一开关周期内工作于
DCM模式来降低其通态损耗，提高工作效率。此外，将第一桥臂
中的第一开关管和第二开关管的开关时刻进行配合，还可达到避
免输出能量回灌、开关管零电压开通、电路的开关损耗降低等诸
多辅助效果。
附图说明
读者在参照附图阅读了本发明的具体实施方式以后，将会更
清楚地了解本发明的各个方面。其中，
图1绘示无桥PFC电路拓扑的一实施例的结构示意图；
图2绘示图1的无桥PFC电路在临界断续电流工作模式下的
电感电流波形示意图；
图3绘示图1的无桥PFC电路在断续电流工作模式下的电感
电流波形示意图；
图4绘示依据本发明的一具体实施方式，无桥PFC电路工作
于断续电流模式时的电感电流波形、第一桥臂和第二桥臂上各自
开关管的驱动波形示意图；
图5绘示无桥PFC电路工作在断续电流模式下，第一桥臂中
的从开关管提前关断时所对应的电感电流波形以及主开关管、从
开关管的驱动波形示意图；
图6绘示无桥PFC电路工作在断续电流模式下，第一桥臂中
的从开光管滞后关断时所对应的电感电流波形、主开关管和从开
关管的驱动波形以及主开关管的VDS电压波形的示意图；
图7A绘示无桥PFC电路工作在断续电流模式下，第一桥臂
中的主开关管在第一谐振谷底开通对应的电感电流波形、主开关
管和从开关管的驱动波形及主开关管的VDS电压波形的示意图；
图7B绘示无桥PFC电路工作在断续电流模式下，第一桥臂中
的主开关管在第N谐振谷底开通所对应的电感电流波形、主开关
管和从开关管的驱动波形及主开关管的VDS电压波形的示意图；
图8绘示无桥PFC电路工作在断续电流模式下，第一桥臂中
的主开关管被迫强制开通时所对应的电感电流波形、主开关管和
从开关管的驱动波形及主开关管的VDS电压波形的示意图；
图9绘示依据本发明的另一具体实施方式，无桥PFC电路工
作于断续电流模式和临界断续电流模式的并存状态时电感电流波
形、第一桥臂和第二桥臂上各自开关管的驱动波形示意图；
图10绘示依据本发明的再一具体实施方式，无桥PFC电路工
作于断续电流模式、临界断续电流模式和连续电流模式的并存状
态时的电感电流波形、第一桥臂和第二桥臂上各自开关管的驱动
波形示意图；以及
图11绘示依据本发明的再一具体实施方式，对工作在断续电
流模式下的无桥PFC电路进行控制的方法流程示意图。
具体实施方式
为了使本申请所揭示的技术内容更加详尽与完备，可参照附
图以及本发明的下述各种具体实施例，附图中相同的标记代表相
同或相似的组件。然而，本领域的普通技术人员应当理解，下文
中所提供的实施例并非用来限制本发明所涵盖的范围。此外，附
图仅仅用于示意性地加以说明，并未依照其原尺寸进行绘制。
于本申请的具体实施方式部分与权利要求书部分，涉及“耦
接(coupled with)”之描述，其可泛指一组件透过其他组件而间接连
接至另一组件，或是一组件无须透过其他组件而直接连接至另一
组件。
于本申请的具体实施方式部分与权利要求书部分，除非文中
对于冠词有所特别限定，否则“一”与“该”可泛指单个或多个。
本文中所使用的“约”、“大约”或“大致”用以修饰任何可
些微变化的数量，但这种些微变化并不会改变其本质。于实施方
式中若无特别说明，则代表以“约”、“大约”或“大致”所修饰
之数值的误差范围一般是容许在百分之二十以内，较佳地是在百
分之十以内，而更佳地则是在百分之五以内。
图1绘示无桥PFC电路拓扑的一实施例的结构示意图。参照
图1，该无桥功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)电路
包括两个桥臂，即，第一桥臂和第二开关管。其中，第一桥臂由
高频开关的半导体器件Q1和Q2，诸如MOSFET，串联连接组成，
亦可称为“快速桥臂”第二桥臂由诸如以工频频率开关的半导体
器件，诸如慢速MOSFET，串联连接组成，亦可称为“慢速桥臂”。
当Uin大于0时，Q2和Q4导通，电流经由电感L、MOSFET
Q2和MOSFET Q4形成回路，从而使电感L储存能量；当Q2关
断时(此时Q4以工频工作，仍处于导通状态)，电流经由电感L、
Q1的体二极管、电解电容C和MOSFET Q4，从而电感L释放能
量给电容C充电。
当Uin小于0时，Q1和Q3导通，电流经由MOSFET Q3、
MOSFET Q4和电感L形成回路，从而使电感L储存能量；当Q1
关断时(此时Q3以工频工作，仍处于导通状态)，电流经由
MOSFET Q3、电解电容C、Q2的体二极管和电感L，从而电感L
释放能量给电容C充电。由上述工作过程可知，虽然该PFC电路
有低通态损耗、低共模干扰、元器件利用率高的优点，但是，由
于在电感L能量释放阶段，MOSFET Q1或MOSFET Q2的体二极
管一直保持导通，因而电路中的通态损耗仍然较大。
虽然该PFC电路有低通态损耗、低共模干扰、元器件利用率
高的优点，但是，由于在电感L能量释放阶段，MOSFET Q1的体
二极管一直保持导通，因而电路中的通态损耗仍然较大。
此外，结合图1的无桥PFC电路结构来简要介绍如下术语。
根据电感电流的状态，将该无桥PFC电路的工作模式分为：断续
电流模式、连续电流模式和临界断续电流模式。其中，断续电流
模式是指第一桥臂中的开关管Q1或Q2所对应的一个开关周期结
束前，电感电流已经降为零，也称为电流断续状态(Discontinuous
Current Mode，DCM)。连续电流模式是指第一桥臂中的开关管Q1
或Q2所对应的一个开关周期结束时，电感电流仍然大于零，也称
为连续电流状态(Continuous Current Mode，CCM)。临界断续电
流模式是指第一桥臂中的开关管Q1或Q2所对应的一个开关周期
结束时，电感电流刚好降低至零，也称为临界断续电流状态
(Discontinuous Current Mode Boundary，DCMB)。
图2绘示图1的无桥PFC电路在临界断续电流工作模式下的
电感电流波形示意图。
参照图2，无桥PFC电路工作于DCMB时，电感电流在每一
开关周期(第一桥臂的Q1或Q2所对应的开关周期)的瞬时波形
以IL标示，并且在每一开关周期内流经电感的峰值电流的包络线
以IL_ripple标示。
以Uin大于0(即，正向电压)的期间为例，在图2所示的
DCMB模式下，例如，第一桥臂中的MOSFET Q2导通期间，输
入电压Uin通过Q2和D2形成回路，给电感L储能，因而电感电
流IL增大。Q2关断期间，电感L通过Q1的体二极管和D2，将
电感L所存储的能量传递给输出端，此时电感电流IL减小。在电
感电流IL减小到零的时刻，再次开通MOSFET Q2，进入下一个
开关周期。
应当理解，在DCMB控制方式下，关断第一桥臂中的开关管
Q1或Q2，直至电感电流降低到零才再次开通开关管Q1或Q2，
是一种变频控制方式，藉由电感电流IL在开关管再次开通时刻降
低至零，可消除二极管反向恢复所引起的开关管损耗。然而，当
无桥PFC电路在DCMB下，线电压过零时变换器的工作频率很高，
EMI滤波器设计较为困难。
图3绘示图1的无桥PFC电路在断续电流工作模式下的电感
电流波形示意图。图4绘示依据本发明的一具体实施方式，无桥
PFC电路工作于断续电流模式时的电感电流波形、第一桥臂和第
二桥臂上各自开关管的驱动波形示意图。
将图3与图2进行比较，容易知晓，DCM模式与DCMB模式
的不同之处是在于，第一桥臂中的开关管Q1或Q2在任意相邻的
两个开关周期内，电感电流在前一个开关周期下降至零的时刻与
该开关管再次导通时电感电流的上升时刻之间具有死区时间Δt。
需要特别指出的是，本发明的无桥PFC电路基于DCM模式，可
降低电路中的通态损耗，提高变换器的工作效率。
参照图1和图4，本发明的变换系统包括一交流电源、一功率
变换器和一控制电路。具体地，该功率变换器包括一第一桥臂和
一第二桥臂。该第一桥臂包括彼此串联的一第一开关管Q1和一第
二开关管Q2，该第一开关管Q1的第二端与该第二开关管Q2的第
一端相连接且藉由一电感元件L耦接至交流电源的第一端。该第
一开关管Q1和第二开关管Q2工作于一第一开关频率(对应于一
第一开关周期)。该第二桥臂与第一桥臂并联连接，包括彼此串联
的一第三开关管Q3和一第四开关管Q4，该第三开关管Q3的第二
端与第四开关管Q4的第一端、交流电源的第二端相连接。第三开
关管Q3和第四开关管Q4工作于一第二开关频率，且第二开关频
率小于第一开关频率，或者说，第二开关周期大于第一开关周期。
并且，该变换系统还包括一控制电路(图中未示出)，该控制
电路控制第一桥臂中的第一开关管Q1和第二开关管Q2，使流经
电感元件L的电感电流IL在至少一个第一开关周期结束时刻之前
降为零。换而言之，本发明的变换系统中，藉由控制电路来控制
开关管Q1和Q2，使功率变换器在至少一个第一开关周期内工作
于DCM模式。
在一实施例中，该控制电路还控制第二桥臂中的第三开关管
Q3和第四开关管Q4，使第三开关管Q3和第四开关管Q4在任一
第二开关周期中的前1/2周期(如图4中的前10ms)和后1/2周
期(如图4中的后10ms)分别为低电位和高电位。由图4可知，
第二开关周期包括多个第一开关周期。本领域技术人员应当理解，
第二桥臂的开关管Q3和Q4的第二开关频率包括但不限于工频频
率。在其他一些实施例中，第二开关频率也可大于或等于工频频
率，并且使第一开关频率远大于第二开关频率。
在一实施例中，第二开关周期内(如20ms期间内)，该控制
电路还控制第一桥臂中的第一开关管Q1和第二开关管Q2，使流
经电感元件L的电感电流在至少一个第一开关周期结束时刻刚好
降为零。亦即，在本发明的变换系统中，藉由控制电路来控制开
关管Q1和Q2，使功率变换器在至少一个第一开关周期内工作于
DCM模式且至少一个第一开关周期内工作于DCMB模式。因而，
该实施例中，功率变换器在第二开关周期的一部分时间期间内工
作于DCM和DCMB的混合模式，同样可降低电路中的通态损耗，
提高变换器的工作效率。
此外，可根据交流电源的输入电压极性来定义第一桥臂中的
主开关管和从开关管。例如，当交流电源的第一端与第二端之间
为正向电压时(如图1的上下端之间为正电压时)，主开关管为第
二开关管Q2，从开关管为第一开关管Q1。对应地，当交流电源的
第一端与第二端之间为负向电压时(如图1的上下端之间为负电
压时)，主开关管为第一开关管Q1，从开关管为第二开关管Q2。
在一实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2为MOSFET
或IGBT，其材质为Si、SiC、GaN或宽禁带半导体材料。
针对第二桥臂的开关管Q3和Q4，在一实施例中，第三开关
管和第四开关管为MOSFET或IGBT，其材质为Si、SiC、GaN或
宽禁带半导体材料。在另一实施例中，第三开关管和第四开关管
为二极管，其材质为Si、SiC、GaN或宽禁带半导体材料。
图5绘示无桥PFC电路工作在断续电流模式下，第一桥臂中
的从开关管提前关断时所对应的电感电流波形以及主开关管、从
开关管的驱动波形示意图。
参照图5，在无桥PFC电路工作于断续电流模式的第一实施
例中，某一第一开关周期为自起始时刻t0至结束时刻Ts的时间期
间，并且，第一桥臂中的主开关管Q2自起始时刻t0开始导通，
第一桥臂中的从开关管Q1在流经电感L的电流IL降为零的时刻
t3之前关断，t3早于结束时刻ts。从图中可知，电感电流IL下降
至零的时刻对应于t3，从开关管Q1的关断时刻对应于t2，并且t2
小于t3。又由于t3早于ts，表明该周期内电感电流下降至零的时
刻到下一周期内的主开关管再次导通的时刻之间存在死区，因而
可确定功率变换器工作于DCM模式。
在一实施例中，当流经电感元件的电流IL达到峰值电流时，
控制电路控制主开关管Q2关断且从开关管Q1导通。需要说明的
是，本发明的控制方法均考虑电路工作于理想状态下，同一桥臂
中的开关管并无换流时间，即，开关管Q1关断的同时，开关管
Q2导通；或者，开关管Q2关断的同时，开关管Q1导通。
当然，在其他的实施例中，也可选择最迟在电感电流过零时
刻来关断第一桥臂中的从开关管，同样能够达到防止输出端能量
回灌的目的。
图6绘示无桥PFC电路工作在断续电流模式下，第一桥臂中
的从开光管滞后关断时所对应的电感电流波形、主开关管和从开
关管的驱动波形以及主开关管的VDS电压波形的示意图。
参照图6，在无桥PFC电路工作于断续电流模式的第二实施
例中，某一第一开关周期为自起始时刻t0至结束时刻Ts的时间期
间，并且，第一桥臂中的主开关管Q2自起始时刻t0开始导通，
第一桥臂中的从开关管Q1在流经电感L的电流IL降为零的时刻
t2之后关断，t2早于结束时刻ts。从图中可知，在该周期内，电
感电流IL下降至零的时刻对应于t2，从开关管Q1的关断时刻对
应于t3，并且t2小于t3。又由于t2早于ts，表明该周期内电感电
流下降至零的时刻t2到下一周期内的主开关管再次导通的时刻t4
之间存在死区，因而可确定功率变换器工作于DCM模式。
在一实施例中，当流经电感元件的电流IL达到峰值电流时，
控制电路控制主开关管Q2关断且从开关管Q1导通。
再次结合图6来描述功率变换器的工作过程。在t1时刻，主
开关管Q2关断，开关管Q1开通，电感L通过开关管Q1和Q4
释放能量。之后，电感电流IL在t2时刻降为零，并在t2时刻之
后电流反向(即由正变为负)，此时开关管Q1仍然处于开通状态。
直至t3时刻，开关管Q1关断。当关断开关管Q1后，开关管Q2
两端的电压VDS_Q2开始下降，如果在该电压下降到零的同时开
通开关管Q2(图6中的t4时刻)，从而可实现开关管Q2的零电压
开通。
图7A绘示无桥PFC电路工作在断续电流模式下，第一桥臂
中的主开关管在第一谐振谷底开通对应的电感电流波形、主开关
管和从开关管的驱动波形及主开关管的VDS电压波形的示意图。
图7B绘示无桥PFC电路工作在断续电流模式下，第一桥臂中的主
开关管在第N谐振谷底开通所对应的电感电流波形、主开关管和
从开关管的驱动波形及主开关管的VDS电压波形的示意图。
参照图7A，在无桥PFC电路工作于断续电流模式的第三实施
例中，当流经电感元件L的电流IL降为零时，第一桥臂中的主开
关管Q2和从开关管Q1均处于关断状态，主开关管Q2的寄生电
容、所述从开关管的寄生电容与所述电感元件发生谐振。
具体地，当交流电源的输入电压Uin为正向电压(Uin＞0)时，
第二桥臂中的第三开关管Q3导通，第四开关管Q4关断，此时第
一桥臂中的第二开关管Q2为主开关管，第一开关管Q1为从开关
管。电感电流IL在t1时刻降为零，此时，主开关管Q2和从开关
管Q1都处于关断状态，因而开关管Q1的漏极与源极之间的DS
电容、Q2的漏极与源极之间的DS电容与环路电感发生谐振，主
开关管Q2上的DS谐振电压逐渐减小，并在t2时刻达到谐振谷底。
在该实施例中，于开关管Q2的DS谐振电压的谷底处开通Q2，可
降低开关管Q2的开关损耗。当开关管Q2在t2时刻再次开通时，
电感电流IL再次从零开始增大。
类似地，当交流电源的输入电压Uin为负向电压(Uin＜0)时，
第二桥臂中的第四开关管Q4导通，第三开关管Q3关断，此时第
一桥臂中的第一开关管Q1为主开关管，第二开关管Q2为从开关
管。开关管Q2的漏极与源极之间的DS电容、Q1的漏极与源极之
间的DS电容与环路电感发生谐振，主开关管Q1上的DS谐振电
压逐渐减小并达到谐振谷底。于开关管Q1的DS谐振电压的谷底
处开通Q1，可降低开关管Q1的开关损耗。
应当指出，在第一桥臂中的开关管Q1的漏极与源极之间的
DS电容、Q2的漏极与源极之间的DS电容与环路电感谐振过程中，
主开关管的DS谐振电压可多次到达谷底。因而，在电路工作频率
允许的情形下，可在DS谐振电压的第N个谷底使第一桥臂中的
主开关管开通(N大于或等于2)。
图8绘示无桥PFC电路工作在断续电流模式下，第一桥臂中
的主开关管被迫强制开通时所对应的电感电流波形、主开关管和
从开关管的驱动波形及主开关管的VDS电压波形的示意图。
参照图8，当流经电感元件L的电流IL降为零时，第一桥臂
中的主开关管和从开关管均处于关断状态，主开关管的漏极与源
极间的寄生电容、从开关管的漏极与源极间的寄生电容与电感元
件L发生谐振。与图7A、图7B不同，在图8所示的实施例中，
当第一桥臂中的主开关管Q2(以Uin＞0为例)在一第一开关周期
的结束时刻t2仍然未到达电压谐振谷底时，于下一个第一开关周
期的起始时刻t2强制开通主开关管Q2。此外，从图8也可看出，
在相邻的两个第一开关周期之间，电感电流IL下降至零的时刻t1
与电感电流IL再从零开始上升的时刻t2之间具有一延时期间，因
而，该无桥PFC电路至少在一部分第一开关周期内处于DCM工
作模式。
图9绘示依据本发明的另一具体实施方式，无桥PFC电路工
作于断续电流模式和临界断续电流模式的并存状态时电感电流波
形、第一桥臂和第二桥臂上各自开关管的驱动波形示意图。图10
绘示依据本发明的又一具体实施方式，无桥PFC电路工作于断续
电流模式、临界断续电流模式和连续电流模式的并存状态时的电
感电流波形、第一桥臂和第二桥臂上各自开关管的驱动波形示意
图。
参照图9，该无桥PFC电路的第二开关周期为20ms，前一个
10ms对应于交流电源的输入电压正半周，后一个10ms对应于交
流电源的输入电压负半周。以Uin＞0为例，第二开关周期的前半
周包括多个第一开关周期，其中的一部分第一开关周期内，电路
工作于DCM模式；另一部分第一开关周期内，电路工作于DCMB
模式。
将图10与图9进行比较，无桥PFC电路也包括DCM工作模
式和DCMB工作模式。然而，图10还包括一部分第一开关周期内
的CCM工作模式。亦即，无桥PFC电路藉由本发明的控制方法，
不仅可单独工作于DCM模式，还可工作于DCM模式与DCMB模
式的混合模式，也可工作于DCM模式、DCMB模式和CCM模式
的混合模式，以及DCM模式与CCM模式的混合模式。这所有这
些工作模式中，均可藉由DCM模式来降低电路中的通态损耗，提
高变换器的工作效率。
应当指出，本发明不仅揭示了一种基于无桥PFC电路的变换
系统，而且还揭示了对该变换系统进行控制的控制方法。具体地，
图11绘示依据本发明的再一具体实施方式，对工作在断续电流模
式下的无桥PFC电路进行控制的方法流程示意图。
在该控制方法中，首先执行步骤S11，对第一桥臂中的开关管
Q1和开关管Q2分别施加第一控制信号和第二控制信号，以对其
进行控制。第一控制信号和第二控制信号具有一第一开关周期。
例如，藉由第二控制信号使开关管Q2开通且藉由第一控制信号使
开关管Q1关断，进而使电感电流IL从零开始上升；然后，藉由
第二控制信号使开关管Q2关断且藉由第一控制信号使开关管Q1
开通，进而使电感电流IL从电流峰值下降至零。
然后，在步骤S13中，对第二桥臂中的开关管Q3和开关管
Q4分别施加第三控制信号和第四控制信号，以对其进行控制。第
三控制信号和第四控制信号具有一第二开关周期。例如，第三控
制信号和第四控制信号在第二开关周期的任意时刻均极性相反。
当第三控制信号为高电位时，第四控制信号为低电位；当第三控
制信号为低电位时，第四控制信号为高电位。此外，如图4、图9
或图10所示，第二开关周期包括多个第一开关周期，并且每个第
一开关周期并不一定相同，而且电源变换器在不同的第一开关周
期内的工作模式也不一定相同。例如，电源变换器在一部分第一
开关周期内工作于DCM模式，在另一部分第一开关周期内工作于
DCMB模式，在又一部分第一开关周期内工作于CCM模式。
最后，在步骤S15中，藉由第一控制信号和第二控制信号，
使流经电感元件的电流在至少一个第一开关周期结束时刻之前降
为零。亦即，使电源变换器在至少一个第一开关周期内工作于DCM
模式，从而使电感电流在上一周期降为零的时刻之后延时一段时
间再从零逐渐增大，进而降低电路中的通态损耗，提高变换器的
工作效率。
应当指出，上述各实施例不仅可用来描述基于无桥PFC电路
的变换系统及其控制方法，而且还可描述该变换系统的控制电路。
在一实施例中，控制电路包括一第一控制模块和一第二控制模块。
该第一控制模块用于输出一第一控制信号和一第二控制信
号，以控制第一桥臂中的第一开关管和第二开关管(如图1中的
开关管Q1和Q2)，第一控制信号和第二控制信号具有一第一开关
周期。
该第二控制模块用于输出一第三控制信号和一第四控制信
号，以控制第二桥臂中的第三开关管和第四开关管(如图1中的
开关管Q3和Q4)，该第三控制信号和该第四控制信号具有一第二
开关周期。该第二开关周期大于该第一开关周期。
需要特别指出的是，本发明的控制电路藉由来自第一控制模
块的第一控制信号和第二控制信号，使流经功率变换器中的电感
元件的电流在至少一个第一开关周期结束时刻之前降为零，从而
降低电路中的通态损耗，提高工作效率。在一些具体实施例中，
该控制电路为一微控制单元(MCU，Micro Control Unit)、一中央
处理器(CPU，Central Processor Unit)、一数字处理器(DSP，Digital
Signal Processor)、一ARM芯片或一专用集成电路芯片(ASIC，
Application Specific Integrated Circuit)。
上文中，参照附图描述了本发明的具体实施方式。但是，本
领域中的普通技术人员能够理解，在不偏离本发明的精神和范围
的情况下，还可以对本发明的具体实施方式作各种变更和替换。
这些变更和替换都落在本发明权利要求书所限定的范围内。