基于电流预测的永磁同步电机控制方法及系统技术领域
本发明涉及永磁同步电机控制策略，特别涉及基于锁相环（PLL）无传
感器、电流预测的永磁同步电机控制方法。
背景技术
直驱永磁风力发电机组在运行效率、可靠性、并网控制、故障穿越等
方面相比双馈型风电机组具有较多优势，加之近年来永磁材料价格走低，
使其迅速成为变速恒频风力发电领域的重要发展方向。在直驱风力发电系
统中，电机侧变流器通过控制发电机的转速实现风能与电能能量转换，而
风又具有“忽有忽无、随时变化”的特点，因此如何保证机侧变流器具有良好
的动、静态特性成为了永磁同步发电机技术的研究热点之一；另外，永磁
同步发电机常与风力机直接相连接，其机械结构往往使编码器无法安装，
并且编码器易受环境等因素影响，可靠性差。为此，简单、可靠的无传感
器技术亦成为了直驱永磁风力发电技术的研究热点之一。
鉴于结合空间矢量调制（SVPWM）技术的预测控制算法具有可实现电
流的快速精确控制、开关频率恒定且电流纹波较低、适于数字实现等优点，
一些科研工作者将这种方法引用到永磁同步电机的控制系统中，但是预测
控制算法本质上是一种基于模型的控制算法，对电机模型参数的失配比较
敏感，而电机又存在精确参数不宜获知、运行中参数易发生变化等特点，
因此亟需解决预测控制算法参数鲁棒性差的问题。
为了达到电机控制的目的，在电机运转过程中需实时获知电机的转速
和转角信息，而传统的机械式编码器存在安装困难，编码器易受环境因素
影响，可靠性差等问题，为此，近年来无传感器技术得到了快速发展。但
由于不同电机、不同控制方式的电气特性的差异，使得无传感器技术不具
有普遍适用性。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于电流预测的永磁同步电机控制方法，
保证永磁同步电机在参数发生变化时还能安全、高效的运行。
本发明的另一目的在于提供上述控制方法的装置。
基于电流预测的永磁同步电机控制方法，通过脉宽调制控制电机，所
述脉宽调制所需的电压指令按照如下方式产生：
u r * ( k ) = H m - 1 · I * ( k ) - H m - 1 G m · I ( k + 1 ) - e ( k ) ]]>
其中，I(k+1)＝(1-D)I*(k)+D(2I(k)-I(k-1))
H m - 1 = L dm / T s 0 0 L qm / T s ]]>
G m = 1 - T s R s / L dm T s L qm ω e / L dm - T s L dm ω e / L qm 1 - T s R s / L qm ]]>
I(k)为电机在第k个采样时刻的电流值，I*(k)为电流参考指令，e(k)
为反电动势，Ldm,Lqm分别为交、直轴电感估计值，Ts为开关周期，Rs
为定子绕组电阻，ωe为转子电气角速度，D∈(0,1)
实现所述永磁同步电机控制方法的控制系统，包括转速调节器、电流
预测单元、反电动势估算单元、控制器和空间矢量调制单元，转速调节器、
电流预测单元和反电动势估算单元的输出端连接控制器的输入端，控制器
的输出端连接空间矢量调制单元和反电动势估算单元的输入端。
本发明的效果体现在：针对传统预测控制存在对电机模型参数的失配
比较敏感的问题，提出了解决方法。分析了预测控制影响系统稳定的两个
因素：一是电流、电压前向假设近似的深度，二是输出电压中各项权
重系数。传统预测控制不仅对电流进行前向假设近似，也对输出电压也进
行假设近似，所以导致系统前向假设深度太深，同时控制器中前向假设电
压、电流存在迭代关系，进而导致输出电压中各项权重系数较大。本
发明中，结合无差拍控制的思想，仅对电机电流进行预测，且只使用一阶
拉格朗日插值公式，前向假设深度较低；另外结合电流指令，对预测电流
权值系数进行调整，也降低了输出电压中各项权重系数，达到提高系
统稳定型的目的。
本发明既保留了传统预测控制算法快速精确控制、电流纹波小及易于
数字实现等优点，又同时具备一定的算法鲁棒性，能够保证电机在全工况
运行过程中安全、高效运行。另外基于PLL的锁相技术通过结合电压指令
进行反电动势估算，省去了电压霍尔及电压信号后期处理的问题。特别的
结合直驱性风力发电系统的特点：永磁同步电机在风速达到切入风速时才
开始控制，此时电机转速基本达到额定转速的30%，电机反电动势数值已
足以保证锁相精度，在这种工况下，结合本发明的电流预测方法可实现永
磁同步电机无传感器控制。
附图说明
图1为本发明控制原理图；
图2为本发明控制系统结构框图；
图3为本发明反电动势估算模块结构框图；
图4为本发明中在电机参数存在一定比例变化时锁相结果示意图；
图5为本发明中在电机参数存在一定比例变化时电流控制波形示意图。
具体实施方式
本发明的技术构思为：分析永磁同步电机数学模型，基于该模型得到
电机转矩方程、电压方程、磁链方程、运动方程，并根据数字控制理论、
无差拍控制理论得到理想条件下电机控制方程或者控制框图。考虑电机数
字控制的实际问题：系统存在采样延迟，算法运算延迟，电机参数不宜精
确获得及电机运行中参数会发生变化等问题，需对理想条件下的电机控制
方程进行修正：结合预测控制算法，提前一个开关周期预测电机输出电流，
并在此基础上预测输出控制电压指令，以此抵消由于系统采样、运算等造
成的延时；通过对预测的电机电流进行适当处理，进而提高控制系统的鲁
棒性，达到控制的目的。结合电网电压PLL锁相思想，通过估测电机反电
动势，进而得到电机转子磁链位置，实现软件辨识电机转速、转角位置信
息的功能，消除机械式编码器带来的问题。针对反电动势估算中，电机端
口电压难于采样的难题，本发明使用指令电压代替采样电压，该方法不仅
可省去电压霍尔等硬件成本，还免去了对采用电压信号处理的问题。
下面结合附图对本发明具体实施方式进行阐述。
根据永磁同步电机物理模型，列出理想条件下电机控制方程：
u r * ( k ) = H m - 1 · I * ( k ) - H m - 1 G m · I ( k ) - e ( k ) - - - ( 1 ) ]]>
其中： u r * ( k ) = u rd * ( k ) u rq * ( k ) ]]> I * ( k ) = I d * ( k ) I q * ( k ) ]]> I ( k ) = I d ( k ) I q ( k ) ]]> e ( k ) = e d ( k ) e q ( k ) ]]>
G m = 1 - T s R s / L dm T s L qm ω e / L dm - T s L dm ω e / L qm 1 - T s R s / L qm ]]> H m - 1 = L dm / T s 0 0 L qm / T s ]]>
‘k’为离散域采样时刻，k=1,2,3…n，Ts为采样周期，I(k)为电机在
kTs时刻电流值，其他同类型变量意义相同；
urq,urd为交、直轴定子电压；
Iq,Id为交、直轴定子电流；
eq,ed为交、直轴反电动势；
ωe为转子电气角速度；
Rs为定子绕组电阻；
Lq,Ld为交、直轴电感实际值，带“m”下标表示估计值；
带“*”上标为对应变量指令值。
考虑到数字实现中存在控制滞后问题，亦即kTs时刻指令ur*(k)在
（k+1）Ts时刻执行。但（k+1）Ts时刻理论上电压指令应为：
u r * ( k + 1 ) = H m - 1 · I * ( k + 1 ) - H m - 1 G m · I ( k + 1 ) - e ( k + 1 ) - - - ( 2 ) ]]>
其中I*(k+1)为指令值，电机在旋转坐标系下的指令值不变，故该值
不用改变。
对于I(k+1)，可使用电流预测算法，对第（k+1）Ts时刻电流进行预
测，本方法中使用拉格朗日插值定理和指令电流结合的方式进行预测，
表达式为式（3）：
I(k+1)＝(1-D)I*(k)+D(2I(k)-I(k-1)) （3）
其中D为权值系数，需满足条件D∈（0，1）。
对于反电动势e(k+1)，亦可使用预测算法进行预测，但考虑到在dq
坐标系下永磁同步电机反电动势为直流量，故假定：
e(k+1)≈e(k) （4）
e(k)可通过电机模型估算得到，但考虑到估算反电动势中存在高频
分量，而该高频分量易造成系统不稳定，特使用低通滤波器：
E ~ ( k ) = J m I ( k ) - H m - 1 I ( k - 1 ) - u r * ( k - 1 ) - - - ( 5 ) ]]>
其中 E ~ ( k ) = E ~ d ( k ) - E ~ q ( k ) ]]> J m = L dm / T s + R sm - ω e L qm ω e L dm L qm / T s + R sm ]]>
e ( k ) = ae ( k - 1 ) + b E ~ ( k ) - - - ( 6 ) ]]>
其中a,b为一阶低通滤波器离散化数值，限制条件为低通滤波器截止
频率高于系统带宽。
至此，得到改进后的电机控制方程：
u r * ( k ) = H m - 1 · I * ( k ) - H m - 1 G m · I ( k + 1 ) - e ( k ) ]]>
I(k+1)＝(1-D)I*(k)+D(2I(k)-I(k-1)) （7）
e ( k ) = ae ( k - 1 ) + b ( J m I ( k ) - H m - 1 I ( k - 1 ) - u r * ( k - 1 ) ) ]]>
另外，本方法需在基于转子磁场定向的旋转坐标系（dq坐标系）下进
行运算，这就要求知道电机转角位置信息，且在电机控制中需进行转速环
闭环控制，亦即需要转速信息。根据电机的端口电气特性，通过无传感器
技术可实时辨识电机转速及电机转角位置信息。
鉴于控制方法中需要实时估算电机反电动势，而电机反电动势与磁链
及转速存在如下关系：
e＝ωeψf （8）
其中，ψf为永磁体磁链。
通过式（8）知道磁链与反电动势具有相同的相角信息，故通过对反电
动势进行锁相即可得到电机转速及转角信息。利用电机转角位置信息对采
集的电机电流ia,ib转化dq坐标系下的交、直轴电流Iq,Id，通过对电机转速
进行闭环控制得到电流参考指令I*(k)。
实现上述永磁同步电机控制方法的控制系统如图2所示，包括采样单
元、转速调节器、电流预测单元、反电动势估算单元、控制器和空间矢量
调制单元，采样电路的输出端连接反电动势估算单元的第一输入端，反电
动势估算单元的第一、二、三输出端分别连接转速调解器的输入端、电流
预测单元的输入端和控制器的第一输入端；转速调节器和电流预测单元的
输出端分别连接控制器的第二、三输入端，控制器的输出端分别连接空间
矢量调制单元的输入端和反电动势估算单元的第二输入端。
具体操作为：采样电路采样电机端口电流ia,ib，将信号处理后送至反电
动势估算单元，反电动势估算单元依据ia,ib计算得到反电动势e(k)，进而得
到相应的转速ωe及转角位置信息θs，并将ia,ib转化dq坐标系下的交、直轴电
流Iq,Id；转速调解器对转速进行闭环控制生成电流参考指令I*(k)；电流预
测单元依据当前时刻以及上一个采样时刻的交、直轴电流Iq,Id生成预测电
流I(k+1)；控制器结合电流参考指令I*(k)、预测电流I(k+1)以及反电动势
e(k)生成电压指令ur*(k)，后经过SVPWM模块，产生驱动信号，经外部驱
动调理电路送至PWM整流器，并周而复始进行运算控制，实现永磁同步电
机侧变流器控制的目的。
反电动势估算单元的结构框图参见图3，包括坐标变换模块、反电动势
估算模块和PLL模块。坐标变换模块首先根据前一采样时刻的转角位置信
息将ia,ib转换到dq坐标系下的交、直轴电流I′q,I′d，反电动势估算模块接收
I′q,I′d，并结合电压指令ur*(k)和电机模型计算得到反电动势e(k)，PLL模块
根据反电动势e(k)计算得到当前的转速及转角位置信息，坐标变换模块再依
据当前的转角位置信息将ia,ib转到dq坐标系下的交、直轴电流Iq,Id。
图4为在电机电感参数存在±50%（波动比例表示为m，m=Lqm/Lq或
Ldm/Ld）波动时应用本发明的锁相结果示意图，图5为在电机电感参数存在
±50%波动时应用本发明的电流波形示意图。图中可以看出，本发明基于电
流预测的永磁同步电机控制方法，在电机参数波动±50%时也能保证其良好
的动、静态特性，通过现代控制理论分析，使用朱利判据论证，表明本发
明具有良好的稳定性及一定的鲁棒性。转速及转角位置辨识误差极小，且
算法简单，能满足电机运行时的特性需要。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，
并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等
同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。