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1、(10)申请公布号 CN 102414971 A (43)申请公布日 2012.04.11 C N 1 0 2 4 1 4 9 7 1 A *CN102414971A* (21)申请号 201080018294.0 (22)申请日 2010.06.02 12/477,550 2009.06.03 US H02M 3/158(2006.01) H02M 1/42(2006.01) (71)申请人林肯环球股份有限公司 地址美国加利福尼亚州 (72)发明人 P沃勒 TE库肯 (74)专利代理机构北京嘉和天工知识产权代理 事务所 11269 代理人严慎 (54) 发明名称 用于升降压控制器的输入电流生。
2、成方案 (57) 摘要 一种用于升降压电路(60、62、64、66、68)的 控制电路，所述控制电路包括指示电流传感器 (R s )以及输入电流生成器(300)。所述输入电流生 成器(300)接收来自所述电感器电流传感器(R s ) 的信号并且输出表征到所述升降压电路的平均输 入电流的合成的且积分的信号(V cur-in )。所述输入 电流生成器(300)基于所述升降压电路中的所述 降压开关(60)的状态(265)取所述电感器电流信 号或者零信号的平均(302)。 (30)优先权数据 (85)PCT申请进入国家阶段日 2011.10.25 (86)PCT申请的申请数据 PCT/IB2010/0。
3、01326 2010.06.02 (87)PCT申请的公布数据 WO2010/140051 EN 2010.12.09 (51)Int.Cl. (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 2 页 说明书 5 页 附图 6 页 CN 102414985 A 1/2页 2 1.一种用于升降压电路的输入电流生成器，所述输入电流生成器包括： 电流传感器，所述电流传感器输出表征所述升降压电路的电感器电流的电感器电流信 号； 输入电流合成器，所述输入电流合成器接收所述电感器电流信号并且基于所述升降压 电路的操作模式输出表征所述电感器电流信号或者零信号的选择信号；以及 电流平均电。
4、路，所述电流平均电路对所述选择信号进行积分并且输出积分电流信号， 所述积分电流信号表征到所述升降压电路的输入电流的平均。 2.如权利要求1所述的输入电流生成器，其中所述电流平均电路包括第一积分电路， 所述第一积分电路包括： 接收所述选择电流信号的第一输入二极管， 在预先确定的期间上对所述选择信号进行积分的第一电容器， 用于使所述电容器上的电荷放电的第一放电开关，以及 接收所述第一电容器上的电压的第一输出二极管。 3.如权利要求1或2所述的输入电流生成器，其中所述电流平均电路包括第二积分电 路，所述第二积分电路包括： 接收所述选择信号的第二输入二极管， 在所述预先确定的期间上对所述选择电流信号进。
5、行积分的第二电容器， 用于使所述电容器上的电荷放电的第二放电开关，以及 接收所述第二电容器上的电压的第二输出二极管，并且 其中当所述第二电容器对所述选择信号进行积分时，所述第一积分电路保持所述第一 电容器上的所述电荷，并且当所述第一电容器对所述选择信号进行积分时，所述第二积分 电路保持所述第二电容器上的所述电荷。 4.如权利要求1至3之一所述的输入电流生成器，其中所述升降压电路的所述操作模 式为降压开关的操作态，并且其中所述输入电流合成器包括选择器开关，所述选择器开关 当所述降压开关被闭合时输出所述电感器电流信号并且当所述降压开关被断开时输出所 述零信号。 5.一种电源供应器，所述电源供应器包。
6、括： 输入整流器，所述输入整流器将AC输入信号转换为整流的DC信号； 预调节器，所述预调节器基于预先确定的设定值将所述整流的DC信号转换为具有电 压幅值的DC总线信号，所述预调节器包括升降压电路； 输出电路，所述输出电路将DC总线信号转换为输出信号； 控制电路，所述控制电路控制所述预调节器，所述控制电路包括PWM控制器，所述PWM 控制器提供所述预先确定的设定值与所述DC总线信号之间的差的PWM信号表示；以及 输入电流生成器，所述输入电流生成器包括： 电流传感器，所述电流传感器输出表征所述升降压电路的电感器电流的电感器电流信 号， 输入电流合成器，所述输入电流合成器接收所述电感器电流信号并且基。
7、于所述升降压 电路的操作模式输出表征所述电感器电流信号或者零信号的选择信号，以及 电流平均电路，所述电流平均电路对所述选择信号进行积分并且输出积分电流信号， 权 利 要 求 书CN 102414971 A CN 102414985 A 2/2页 3 所述积分电流信号表征到所述升降压电路的输入电流的平均。 6.如权利要求5所述的电源供应器，其中所述电流平均电路包括第一积分电路，所述 第一积分电路包括： 接收所述选择电流信号的第一输入二极管， 在预先确定的期间上对所述选择信号进行积分的第一电容器， 用于使所述电容器上的电荷放电的第一放电开关，以及 接收所述第一电容器上的电压的第一输出二极管。 7.。
8、如权利要求5或6所述的电源供应器，其中所述电流平均电路包括第二积分电路，所 述第二积分电路包括： 接收所述选择信号的第二输入二极管， 在所述预先确定的期间上对所述选择电流信号进行积分的第二电容器， 用于使所述第二电容器上的电荷放电的第二放电开关，以及 接收所述电容器上的电压的第二输出二极管，并且 其中当所述第二电容器对所述选择信号进行积分时，所述第一积分电路保持所述第一 电容器上的所述电荷，并且当所述第一电容器对所述选择信号进行积分时，所述第二积分 电路保持所述第二电容器上的所述电荷。 8.如权利要求5至7之一所述的电源供应器，其中所述升降压电路的所述操作模式是 所述升降压电路中的降压开关的操。
9、作态，并且 其中所述输入电流合成器包括选择器开关，所述选择器开关当所述降压开关被闭合时 输出所述电感器电流信号，并且当所述降压开关被断开时输出零信号。 9.如权利要求5至8之一所述的电源供应器，其中所述积分电流信号是到所述PWM控 制器的输入信号。 权 利 要 求 书CN 102414971 A CN 102414985 A 1/5页 4 用于升降压控制器的输入电流生成方案 背景技术 0001 本发明涉及逆变型(inverter-type)电源供应器中的预调节器的控制，并且更具 体地，涉及逆变型电源供应器的预调节器中的升降压(buck-boost)控制器。 0002 在逆变型电源供应器中，输入。
10、电压首先被整流并且然后经受逆变器部分中的高频 开关操作。逆变器部分的输出经由变压器和整流器被转换为期望的电压。逆变器部分中的 高频开关使得效率得以增加并且变压器的体积和重量可以被显著地减小。 0003 一般地，从设计的角度来说，期望的是将逆变器部分输入处的电压保持为相对恒 定的电压。因此，为了在输入电压的范围(例如，230V至575V)操作电源供应器，可以在电 源供应器的逆变器部分之前添加预调节器部分。预调节器被这样控制，以致逆变器部分的 输入电压被保持为固定电压。 发明内容 0004 在本发明的示例性实施方案中，用于升降压电路的控制电路包括电感器电流传感 器、输入电流合成器、电流积分电路以及。
11、PWM控制器，所述PWM控制器提供所述升降压电路 的输出与预先确定的设定值(setpoint)之间的差的PWM信号表示。 0005 所述输入电流合成器接收来自所述电感器电流传感器的信号并且发送合成电流 信号至电流平均电路。电流平均电路取所述合成电流的平均并且发送表征平均合成电流的 反馈信号至所述PWM控制器。在非限制性的实施方案中，所述电流平均电路包括积分电路 来取所述合成电流的平均。 0006 进一步的实施方案是从如下的说明书、附图和权利要求书可以推知的。 附图说明 0007 在全面考虑附图中以图解方式被阐述的本发明的示例性实施方案的基础上，本发 明的优点、性质和各种附加特征将更加明显，在所。
12、述附图中： 0008 图1图示说明与本发明的示例性实施方案一致的电源供应器的框图。 0009 图2图示说明图1中所示的电源供应器中的预调整器的升降压电路的示例性实施 方案。 0010 图3为图2中所示的示例性升降压控制器的框图。 0011 图4图示说明示例性PWM信号。 0012 图5为图3中所示的主PWM控制器的电路框图。 0013 图6为图3中所示的PWM分配器(PWM splitter)的框图。 0014 图7为图1中所示的输入电流合成器的框图。 0015 图8为针对图7的积分电路中的开关的时序图。 0016 图9图示说明使用与本发明一致的升降压控制器和输入电流生成器的三级电源 供应器。。
13、 说 明 书CN 102414971 A CN 102414985 A 2/5页 5 具体实施方式 0017 通过参照附图本发明将被更加详细地说明，这不以任何方式限制本发明的范围。 0018 图1图示说明被应用到三级电源供应器的本发明的示例性实施方案。然而，本发 明的示例性实施方案还包括单级电源供应器。输入端子5接收例如从115伏特均方根值 (rms)至575伏特均方根值的输入电压范围。输入功率信号由整流器10整流，在该示例性 实施方案中，整流器10包括二极管桥。然后，整流输出被发送到预调节器20。 0019 预调节器20被配置来在逆变器30的输入处针对各种输入电压提供相对恒定的 预设电压Vd。
14、c。在该非限制性示意的实施方案中，预调节器的输出Vdc被设定在400伏特 DC。电容器25可以被用来储存能量，以致到逆变器30的功率流不会随负载变化而被打扰 (interrupted)。在所示的实施方案中，逆变器30为将其输入处的DC信号转换为AC信号 的高频开关电路。 0020 逆变器30的输出由变压器40针对期望的应用变换为适当的电压，并且由输出整 流电路50整流。作为实施例，图1示出电源供应器被用作DC焊机(welder)的应用。 0021 如图2中所示，在本发明的示例性实施方案中，预调节器20被配置为升降压电路。 预调节器20包括降压开关60、升压开关62、二极管64和66以及电感器6。
15、8。降压开关60 和升压开关62可以为固态(solid-state)开关，例如IGBT或者MOSFET，并且这些开关由 升降压控制器100控制，以将预调节器20的输出Vdc维持在期望的设定值。在非限制性的 实施方案中，针对Vdc的该设定值可以为400伏特DC。在其他示例性实施方案中，针对Vdc 的设定值可以基于可操作的或期望的参数被设定为更高或更低。 0022 升降压控制器100接收表征来自输入电流生成器300的输入电流的信号，并且输 出分别被发送到降压开关60和升压开关62的降压PWM信号265和升压PWM信号275。正 如名称所暗示的，这些PWM信号为如图4中所图示说明的脉冲宽度调制信号。。
16、这些PWM信 号的ON时间与周期的比率表征PWM信号的占空比。0的占空比表示PWM信号在所有时间 都是OFF，而100的占空比表示PWM信号在所有时间都是ON。 0023 如图3中所示，升降压控制器100包括主PWM控制器110和PWM分配器电路120。 主PWM控制器110可以是提供PWM信号的任何标准的商业上可获得的控制器。例如，在示 例性示意实施方案中，其为升压型功率因数校正(PFC)控制器。主PWM控制器110输出控 制预调节器20的主PWM信号115，以致其输出电压Vdc为期望的设定值。如果控制器110 还被配置来执行PFC(如在示例性实施方案中那样)，则主PWM信号115还将控制预。
17、调节器 20，以致输入电流波形匹配输入电压波形。 0024 为提供PFC控制，主PWM控制器110接收输入电压信号70、DC总线电压信号 74(即，Vdc)以及Vcur-in，所述Vcur-in表征到电源供应器的平均输入电流信号。如图5 中所示，DC总线电压信号74被发送到比较器80，比较器80的另一输入为与期望的设定值 对应的参考电压。比较器80的输出为与偏离Vdc的设定值对应的误差信号Verr。误差信 号Verr为乘法器(multiplier)82的一个输入(输入A)。然后，乘法器82使用输入电压 信号70修正误差信号Verr。在示例性实施方案中，乘法器82接收正弦参考信号(输入B) 和基。
18、于输入电压信号70的前馈信号(输入C)，并且输出修正误差信号MVerr，该修正误差 信号MVerr是电流放大器84的一个输入。在示例性实施方案中，修正误差信号MVerr等于 A*B/C 2 。电流放大器84的另一输入是平均输入电流信号Vcur-in。电流放大器84用作标 说 明 书CN 102414971 A CN 102414985 A 3/5页 6 准放大器并且输出信号ERR，所述信号ERR与这两个输入之间的差成比例。电流放大器84 的输出通过PWM比较器86与来自振荡器的“锯齿”波信号进行比较。PWM比较器86的输出 为主PWM信号115，该主PWM信号115为占空比与电流放大器84的输。
19、出成比例的方波。主 PWM控制器110的操作在本领域为公知的而将不会被进一步论述。 0025 因为来自主PWM控制器110的信号必须被用来控制降压开关60和升压开关62这 二者，所以主PWM信号115必须被分为两个控制范围，每个开关一个范围。在示例性实施方 案中，主PWM信号115范围是被等分的，即，一个开关在从主PWM信号115上0到50的占 空比被操作，并且另一个开关从50到100的占空比被操作。在示意的非限制性实施方 案中，主PWM信号115上0到50的占空比被用来控制降压开关60，并且50到100的占 空比被用来控制升压开关62。 0026 然而，在示例性实施方案中，降压开关60和升压。
20、开关62每个将接收0到100的 PWM信号。在该实施方案中，主PWM信号115上的0到50必须被转换为用于降压开关60 的0到100的PWM信号。类似地，主PWM信号115上的50到100必须被转换为用于升 压开关62的0到100的PWM信号。为实现这种转换，主PWM控制器110发送主PWM信号 115到PWM分配器120。 0027 如图6所示，PWM分配器120包括这样的算法(algorithms)，该算法将主PWM信 号115分为分别控制降压开关60和升压开关62的降压PWM信号265和升压PWM信号270。 PWM分配器120包括PWM-数字转换器200、PWM计算模块220以及数字-。
21、PWM转换器260和 270。 0028 PWM-数字转换器200接收主PWM信号115并且将其转换为两个数字值。一个值 (PERIOD)表征PWM信号115的周期值，而另一个值(OFFTIME)表征该PWM信号为零值的时 间量。PWM-数字转换器200包括计时器模块205和210来实现从PWM信号到数字值的转 换。 0029 计时器模块210输入主PWM信号115和时钟信号215。计时器模块210通过对主 PWM信号115的一个周期(one cycle)上的来自时钟信号215的脉冲数目进行计数，来测量 主PWM信号115的周期值，并且该测量值被输出为PERIOD。例如，计时器模块210可以对。
22、从 主PWM信号115的一个上升沿到下一个上升沿的脉冲数目进行计数。为提供PERIOD的准 确值，时钟信号115的频率被设定为远高于PWM信号115的频率。 0030 类似地，计时器模块205输入主PWM信号115和时钟信号215。然而，计时器模 块205不是对所述周期值进行计数，而是在PWM信号的一个周期上该PWM信号为零值的时 间期间对时钟脉冲进行计数。该数字值被输出为OFFTIME。OFFTIME和PERIOD被PWM计 算(PWM-calc)模块220接收，该PWM计算模块220生成用于降压开关60的数字控制值 (BUCK-DIG)和用于升压开关62的数字控制值(BOOST-DIG)。。
23、这些数字控制值分别通过数 字-PWM模块260和270被转换为降压PWM信号265和升压PWM信号275。 0031 如图7所示，输入电流生成器300输出电压信号Vcur-in，该电压信号为合成的且 积分的信号，表征到电源供应器的平均输入电流。在示意的非限制性实施方案中，输入电流 生成器300包括输入电流合成器301和电流积分电路302。输入电流合成器301包括选择 器开关304和逆变器303。当选择器开关304为OFF(断开)时，在电阻器Rs处感测的电 感器电流信号76经由电阻器R1被发送到电流积分电路。当选择器开关304为ON(闭合) 说 明 书CN 102414971 A CN 1024。
24、14985 A 4/5页 7 时，选择器开关304将R1连接到地并且“零”信号被发送到电流积分电路302。然后，电流 积分电路302在其输入处取该信号(即，电感器电流信号76或零信号)的平均并且输出电 压信号Vcur-in。 0032 在示意的非限制性实施方案中，电流积分电路302包括电阻器R2、包括输入二极 管310和312以及输出二极管311和313的二极管桥，电容器314和316、放电开关315和 317，以及计时器电路320。计时器电路320操作放电开关315和317来控制电容器314和 316的充电(积分)周期。具体地，放电开关315和317由计时器电路320控制，以致电容 器314。
25、和316对控制升压开关62或降压开关60的PWM信号的每个周期内任何通过电阻器 R2的电流交替地进行积分。计时器电路320以与升降压控制器100相同的频率操作。因为 电容器314和316在整个PWM周期进行积分，所以该周期结束时电容器上的电压表征在该 特定周期期间输入电流的平均值。 0033 如图8所示，开关315或317随即被计时器电路320导通，以在各自的积分周期开 始时使适合的电容器放电。放电后，放电的电容器为零伏特，并且因为放电的电容器比另一 电容器的电压更低，所以任何通过电阻器R2的电流都将对其进行充电。输入二极管310和 312将确保，当一个电容器正在进行积分(充电)时，另一电容器。
26、上的电荷被“保持”恒定 (只要充电电容器上的电压低于“被保持的”电容器的电压)。输出二极管311和313确保 Vcur-in是这两个电容器电压中的较高者。 0034 当预调节器20在降压开关60为ON(闭合)时正以升压模式进行调节，电感器电 流信号76与到电源供应器的输入电流相同，并且Vcur-in将表征到电源供应器的平均输入 电流。然而，当预调节器20正以降压模式进行调节，降压开关60基于升降压控制器100的 输出可以为OFF(断开)。当降压开关60断开时，到电源供应器的输入电流将为零，并且电 感器电流将不表示输入电流。因此，输入电流生成器300必须被配置来当降压开关60被断 开时不处理(d。
27、isregard)电感器电流信号76。 0035 为实现这一点，输入电流生成器300使用降压PWN信号265控制选择器开关304。 当降压开关60被降压PWM信号265切换为ON(闭合)时，逆变信号经由逆变器302被发送 到选择器开关304，并且选择器开关304被切换为OFF(断开)。该操作发送电感器电流信 号76到电流积分电路302进行处理。 0036 类似地，当降压开关60被降压PWM信号265切换为OFF(断开)时，选择器开关304 被来自逆变器303的逆变信号切换为ON(闭合)。该操作将电感器电流信号76接至地，并 且电流积分电路302接收并且处理“零”输入信号。因此，通过当降压开关6。
28、0为ON时仅取 电感器电流76的平均，在所有操作模式期间Vcur-in将准确地表征到电源供应器的平均输 入电流。 0037 因为输入电流的平均值是被合成的，所以升降压电路的稳定操作仅需要一个控制 环(control loop)。这消除了对其他控制环的需要，简化了控制电路并且减少了其开销。 此外，因为电感器电流被用在对平均输入电流信号进行合成和积分中，所以不需要昂贵的 霍尔效应传感器(Hall-effect transducer)，这进一步减少了控制电路的开销。 0038 上述示例性实施方案使用两级电源供应器拓扑被论述。然而，根据本发明，还可以 使用其他电源供应器拓扑。例如，图9示出被配置为三级。
29、电源供应器的电源供应器700。电 源供应器的I级包括整流器710和预调节器720，该预调解器720为升降压型的DC-DC转 说 明 书CN 102414971 A CN 102414985 A 5/5页 8 换器。预调节器720可以选择性地执行功率因数校正。电源供应器700的II级为隔离式 DC-DC转换器730，该DC-DC转换器730将总线DC#1上的电压转换为适用于III级(DC#2) 的电压。一般地，DC-DC转换器730包括逆变器、高频变压器以及整流电路来执行电压转换。 III级可以为提供被用于焊接的适合波形的斩波电路(斩波器740)。在图9中，DC-DC转 换器720由升降压控制器。
30、750使用输入电流生成器760控制。升降压控制器750和输入电 流生成器760各自的配置与本发明上面所论述的一致。 0039 尽管本发明已经根据各种具体实施方式被描述，本领域技术人员将意识到，本发 明可以以权利要求书的精神和范围内的修改来实施。 0040 参考标号： 0041 5 输入端子 270 升压PWM信号 0042 10 整流器 275 升压PWM信号 0043 20 预调节器 300 输入电流生成器 0044 25 电容器 301 输入电流合成器 0045 30 逆变器 302 电流整流电路 0046 40 变压器 303 逆变器 0047 50 输出整流电路 304 选择器开关 0。
31、048 60 降压开关 310 输入二极管 0049 62 升压开关 311 输出二极管 0050 64 二极管 312 输入二极管 0051 66 二极管 313 输出二极管 0052 68 电感器 314 电容器 0053 70 输入电压信号 315 放电开关 0054 74 DC总线电压信号 316 电容器 0055 76 电感器电流信号 317 放电开关 0056 80 比较器 320 计时器电路 0057 82 乘法器 700 电源供应器 0058 84 电流放大器 710 整流器 0059 86 PWM比较器 720 预调节器 0060 100 升降压控制器 730 DC-DC转换。
32、器 0061 110 主PWM控制器 740 斩波器 0062 115 主PWM信号 750 升降压控制器 0063 120 PWM分配器电路 760 输入电流生成器 0064 200 PWM-数字转换器 0065 205 计时器模块 R2 电阻器 0066 210 计时器模块 0067 215 时钟信号 0068 220 PWM计算模块 0069 260 数字-PWM转换器 0070 265 降压PWM信号 说 明 书CN 102414971 A CN 102414985 A 1/6页 9 图1 图2 说 明 书 附 图CN 102414971 A CN 102414985 A 2/6页 10 图3 图4 说 明 书 附 图CN 102414971 A CN 102414985 A 3/6页 11 图5 说 明 书 附 图CN 102414971 A CN 102414985 A 4/6页 12 图6 说 明 书 附 图CN 102414971 A CN 102414985 A 5/6页 13 图7 图8 说 明 书 附 图CN 102414971 A CN 102414985 A 6/6页 14 图9 说 明 书 附 图CN 102414971 A 。