一种功率因数校正电路技术领域
本发明涉及电源领域，更具体地说，涉及一种应用于电源中的功率因数校
正电路。
背景技术
现有技术中的交/直流电源一般包括：EMI(Electromagnetic Interference，
电磁干扰)滤波网络、整流电路、功率因数校正电路和功率级电路，图1为现
有技术中交/直流电源的工作原理框图。交流电AC经EMI滤波网络11进行滤
波，消除电磁干扰后，由EMI滤波网络11输出的电压经全桥整流电路12进行
整流，之后从全桥整流电路12输出的电压再经功率因数校正电路13进行功率
因数校正，最后将进行功率因数校正后的电压输入至负载14，以驱动负载14
正常工作。图1中的交/直流电源为了降低电磁干扰，在整流电路12前增加了
EMI干扰滤波网络11，不仅增加了电路的复杂性，而且增大了电路板体积和电
源的成本。
另一种降低EMI干扰的方法是采用频率抖动技术，即让开关频率在一个范
围内漂移，使得谐波干扰能量得以分散，以满足电源电路对电磁干扰程度的要
求。为了实现开关频率的可变性，通常采用频率综合技术，如采用单独的产生
可变频率的专用芯片，但是采用单独的产生可变频率的专用芯片的方法，也会
大大增加系统实现成本，且不利于电路的小型化和集成化。
发明内容
本发明实施例提供一种功率因数校正电路，通过将频率抖动技术与功率因
数校正电路集合，从而在实现抗电磁干扰的同时降低电源电路的实现成本，实
现电路的小型化和集成化。
为实现上述目的，本发明实施例提供了如下技术方案：
一种功率因数校正电路，应用于一交流/直流电源，所述交流/直流电源还包
括整流电路和功率级电路，所述整流电路接收交流电压，以获得一正弦半波输
入电压，所述功率级电路包括电感、功率开关管、整流开关管和输出滤波电路，
用以接收整流电路输出的正弦半波输入电压，所述功率因数校正电路包括：
电感电流采样电路，用以采样流过所述电感的电感电流，形成采样电压信
号，并根据所述采样电压信号产生正弦半波电流信号和正弦半波电压信号；
中间信号发生电路，接收所述正弦半波电压信号，以产生频率按照所述正
弦半波电压波形规律变化的一斜坡电压信号和一时钟信号；
电流调制电路，接收所述正弦半波电流信号和表征所述功率级电路的输出
电压的电压反馈信号以产生一调节信号，所述调节信号与作为载波的所述斜坡
电压信号进行比较，从而产生调制信号；
逻辑和驱动电路，接收所述调制信号和所述时钟信号，以产生相应的控制
信号，以控制所述功率开关管以变化的工作频率工作，保证电感电流波形与所
述正弦半波电压波形一致，并且输出电压维持基本恒定。
进一步的，所述电感电流采样电路包括：
正弦半波电流信号发生电路，用于将所述采样电压信号转换为所述正弦半
波电流信号；
正弦半波电压信号发生电路，用于根据所述采样电压信号产生所述正弦半
波电压信号。
进一步的，所述正弦半波电流信号发生电路包括：
第一差分放大器，所述第一差分放大器的反相输入端接地，同相输入端通
过第一电阻接收所述采样电压信号，并输出第一差分放大信号；
第一电流镜电路，所述第一电流镜电路包括，第一晶体管、第二晶体管和
第三晶体管，所述第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管采用共栅共源连接方
式，所述第一差分放大信号为所述第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管的栅
极驱动信号，所述第一晶体管的漏极连接至至第一差分放大器的同相输入端，
所述第三晶体管的漏极电流为所述正弦半波电流信号。
进一步的，所述正弦半波电压发生电路包括第二电阻、第三电阻和第一电
容，所述第二电阻连接在所述第二晶体管的漏极和地之间；所述第三电阻连接
至所述第二晶体管的漏极和所述第一电容的第一端之间，所述第一电容的第二
端连接至地；所述第一电容的第一端的输出电压作为所述正弦半波电压信号。
进一步的，所述中间信号发生电路包括：
第二电压-电流转换电路，用于将所述正弦半波电压信号转换为调制电流信
号；
斜坡电压信号发生电路，用于根据所述调制电流信号产生一频率可变的斜
坡电压信号；
第一比较器，用于将所述斜坡电压信号与一上限基准电压进行比较，产生
一置位信号；
第二比较器，用于将所述斜坡电压信号与一下限基准电压进行比较，产生
一复位信号；
第一触发器，用于根据接收到的所述复位信号和置位信号，产生一频率可
变的时钟信号，所述时钟信号用于控制所述斜坡电压信号的频率。
进一步的，所述第二电压电流转换电路包括：
第二差分放大器，所述第二差分放大器的同相输入端通过第四电阻连接至
地，反相输入端接收所述正弦半波电压信号，以产生第二差分放大信号；
第二电流镜电路，所述第二电流镜电路包括第四晶体管和第五晶体管，所
述第四晶体管和所述第五晶体管采用共栅共源连接方式，所述第二差分放大信
号为所述第四晶体管和第五晶体管的栅极驱动信号，所述第四晶体管和所述第
五晶体管的源极均输入第一基准电压，所述第四晶体管漏极通过所述第四电阻
连接至地，所述第四晶体管的漏极与所述第二电阻的公共连接端的输出信号为
所述第二差分放大器的同相输入端的输入信号，所述第五晶体管的漏极电流作
为所述调制电流信号。
进一步的，所述斜坡电压信号产生电路包括第一基准电流源、第二电容、
第一开关和第二基准电流源，其中，
所述第二电容的第一端连接至所述第一基准电流源和所述第二电压-电流
转换电路，所述第二电容的第二端连接至地；
所述第一开关和所述第二基准电流源依次串联连接在所述第二电容的第一
端和地之间，所述第一开关由所述时钟信号控制；
所述调制电流信号和所述第一基准电流源的输出电流一起作为所述第二电
容的充电电流，所述第二基准电流源的输出电流作为所述第二电容的放电电流，
从而在所述第一基准电流源和所述第二电容的公共连接点处产生所述斜坡电压
信号。
进一步的，所述斜坡信号产生电路包括第一基准电流源、第二电容、第一
开关和第二基准电流源，其中，
所述第一基准电流源连接至所述第二电容的第一端，所述第二电容的第二
端连接至地；
所述第一开关和所述第二基准电流源依次串联连接在所述第二电容的第一
端和地之间；
所述第一基准电流源的输出电流作为所述第二电容的充电电流，所述第二
基准电流源的输出电流作为所述第二电容的放电电流，从而在所述第一基准电
流源和所述第二电容的公共连接点处产生所述斜坡电压信号。
进一步的，所述上限基准电压为一可变上限基准电压，所述中间信号发生
电路还包括：
可变上限基准电压发生电路，所述可变上限电压发生电路包括第三基准电
流源和第五电阻，所述第三基准电流源连接至所述第五电阻的第一端，所述第
五电阻的第二端连接至地；所述第三基准电流源和所述第五电阻的公共连接点
接收所述调制电流信号和所述第三基准电流源的输出电流；所述第三基准电流
源和所述第五电阻的公共连接点处的电压作为所述可变上限基准电压发生电
路，以输入至所述第一比较器的同相输入端。
进一步的，所述逻辑和驱动电路包括：
第二触发器，接收所述调制信号和所述时钟信号，以产生相应的控制信号；
缓冲级电路，用于接收所述控制信号以控制所述功率开关管的开关动作。
从上述的技术方案可以看出，本发明实施例中的中间信号发生电路可产生
一频率可变的时钟信号，使得经过逻辑驱动电路输出的控制信号的频率也是可
变的，从而使功率开关管的工作频率也是可变的，进而实现了整个交/直流电源
的工作频率的可变，即实现了频率抖动技术；并且通过采样输出电压和输入电
流，并通过电流调制电路，保证电感电流波形与所述正弦半波电压波形一致，
实现功率因数校正的目的，并且维持输出电压基本恒定。本发明实施例有效的
同时实现了频率抖动与功率因数校正，可使整个交/直流电源电路更加的集成
化、微型化，从而在实现抗电磁干扰的同时降低电源电路的实现成本。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施
例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述
中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付
出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1所示为现有技术中一种交/直流电源的电路结构图；
图2所示为依据本发明一实施例的一种功率因数校正电路的原理框图；
图3所示为依据本发明的功率因数校正电路应用在升压型功率级电路中一
实施例的原理框图；
图4所示为图3所示的依据本发明一实施例的功率因数校正电路应用于升
压型功率级电路的工作波形图；
图5所示为依据本发明一实施例的电感电流采样电路的原理框图；
图6所示为依据本发明一实施例的中间信号发生电路的原理框图；
图7所示为图6所示的依据本发明一实施例的中间信号发生电路的工作波
形图；
图8所示为依据本发明另一实施例的中间信号发生电路的原理框图；
图9所示为图8所示的依据本发明另一实施例的中间信号发生电路的工作
波形图；
图10所示为依据本发明一实施例的电流调制电路的原理框图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅
仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、
等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实
施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述
也可以完全理解本发明。
本发明实施例公开了一种功率因数校正电路，通过在功率因数校正电路中
的电感电流采样电路、电流调制电路以及中间信号发生电路等，在实现功率因
数校正的同时，使功率开关管的频率也是可变的，进而同时实现了频率抖动与
功率因数校正功能，使整个交/直流电源电路更加的集成化、微型化，从而在实
现抗电磁干扰的同时降低电源电路的实现成本。
下面结合附图对本发明实施例进行进一步描述，需要说明的是，本说明书
中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例
的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
正如背景技术所述，现有技术中的交/直流电源电路中需要增加单独的滤波
网络或单独的产生可变频率的专用芯片，这就势必增加了电路板的体积，增加
了生产成本，但是为了达到抗电磁干扰的要求，滤波过程或频率抖动技术又是
必不可少的，因此，发明人考虑，若在不增加滤波网络和产生可变频率的专用
芯片的情况下，将功率开关管的工作频率改为可变频率，即可使整个交/直流电
源的工作频率也可变，可实现频率抖动技术与功率因数校正电路的集合。
基于上述思想，本发明实施例公开了一种功率因数校正电路，将频率抖动
技术与功率因数校正电路结合在一起，实现了电源电路的小型化和集成化，降
低了生产成本。
具体的，依据本发明一实施例的功率因数校正电路的原理框图如图2所示，
该功率因数校正电路应用于一交/直流电源，所述交/直流电源包括整流电路21、
功率因数校正电路22和功率级电路23，其中，所述功率因数校正电路22包括：
电感电流采样电路24，用以采样流过功率级电路23中的电感的电感电流
IL，来产生正弦半波电流信号Isin和正弦半波电压信号Vsin；
中间信号发生电路25，接收所述正弦半波电压信号Vsin，以产生频率按照
所述正弦半波电压波形规律变化的斜坡电压信号Vramp和时钟信号CLK，即所述
斜坡电压信号Vramp和时钟信号CLK的频率均是可变的；
电流调制电路27，接收所述正弦半波电流信号Isin，表征所述功率级电路
23的输出电压的电压反馈信号VFB，以及作为载波的所述斜坡信号Vramp，从而
产生调制信号TERM；
逻辑和驱动电路26，接收所述调制信号TERM和频率变化的所述时钟信号
CLK，以产生相应的频率变化的控制信号Vctrl，以控制功率级电路中的功率开
关管以变化的工作频率工作，并且保证电感电流波形与所述正弦半波电压波形
一致，以及功率级电路的输出电压Vout维持基本恒定。
以上结合电路原理框图对本发明实施例的主体思想进行了概述，在以下实
施例中将结合具体应用情境下的电路图对本发明公开的功率因数校正电路的工
作原理和工作方式进行详细描述。
结合图3和图4，以下对依据本发明一实施例的应用于升压型AC/DC电源
的功率因数校正电路进行详细说明，这里，图3所示为一升压型AC/DC电源的
原理框图，图4所示为图3所示的AC/DC电源的功率因数校正电路的工作波形
图。
参考图3和图4，AC/DC电源的工作原理如下：
外部交流电压AC经过整流电路21的整流处理产生正弦半波输入电压Vin。
功率开关M22的开关动作控制流过电感L21的电感电流IL，所述电感电流呈一锯
齿波形状。
具体的，当功率开关M22导通时，电感L21，功率开关M22和整流电路21
(整流桥)组成一导通回路，电感电流IL持续增加，电感L21处于储能状态。
当功率开关M22关断时，电感L21，输出二极管Do，电容Co，负载的等效电阻
RL和整流电路21组成另一导通回路，电感L21处于放电状态。
如果负载的等效电阻增加时，流过负载的等效电阻RL的电流相应的增加，
从而流过电容Co的电流下降，使得输出电压Vout减小。相反的，如果负载的等
效电阻减小时，流过负载的等效电阻RL的电流相应的减小，从而流过电容Co
的电流上升，使得输出电压Vout增大。
功率因数校正电路22的工作原理如下：
通过电感电流采样电路24采样流过电感L21的电感电流IL，以产生正弦半
波电流信号Isin和正弦半波电压信号Vsin；
然后，中间信号发生电路25接收正弦半波电压信号Vsin以产生斜坡电压信
号Vramp和时钟信号CLK，斜坡电压信号Vramp和时钟信号CLK的频率跟随正
弦半波电压信号Vsin变化；
电流调制电路27接收正弦半波电流信号Isin，表征功率级电路23的输出电
压的电压反馈信号VFB和斜坡电压信号Vramp，以产生调制信号TERM；
逻辑和驱动电路包括第二触发器28和缓冲级电路29，以第二触发器28为
RS触发器为例，第二触发器28的置位端接收调制信号TERM，复位端接收时
钟信号CLK，输出端的输出信号作为控制信号Vctrl来通过缓冲级电路29控制
功率开关M22的开关动作。因此，功率开关M22的频率与控制信号Vctrl的频率
一致，从而获得了一具有变化的工作频率的AC/DC电源，通过频率抖动技术减
小甚至避免了电磁干扰。
并且，通过电流调制电路27保证电感电流IL(即功率因数校正电路的输入
电流)与整流获得的正弦半波输入电压Vin同相，从而实现了功率校正功能。
参考图5，所示为依据本发明一实施例的电感电流采样电路24的原理框图。
其包括正弦半波电流信号发生电路41和正弦半波电压信号发生电路42。正弦
半波电流信号发生电路41包括电阻R2，电阻R1，第一差分放大器411和第一
电流镜412。电阻R2连接至整流电路21和地之间，以来检测电感电流并在电
阻R2的第一端产生一采样电压信号Vcs。第一差分放大器411的反相输入端连
接至地，同相输入端通过电阻R1连接至电阻R2的第一端以接收采样电压信号
Vcs，在其输出端产生第一差分放大信号。
第一电流镜412包括共源共栅连接的第一晶体管M41，第二晶体管M42和
第三晶体管M43，所述第一差分放大信号作为第一晶体管M41，第二晶体管M42
和第三晶体管M43的栅极驱动信号。第一晶体管M41的漏极连接至第一差分放
大器411的同相输入端，根据运算放大器的虚短原理，可以得知第一晶体管M41
的漏极电流Ics如下式(1)：
I cs = I L · R 2 R 1 · V cs - - - ( 1 ) ]]>
通过第二晶体管M42和第三晶体管M43的镜像作用，在第二晶体管M42的
漏极产生一镜像电流Ics1，第三晶体管M43的漏极电流作为所述正弦半波电流信
号Isin。第一晶体管M41，第二晶体管M42和第三晶体管M43的比例系数K1∶K2∶K3
可以根据后续电路中的比较器例如中间信号发生电路25中的比较器511的共模
要求来选择。
正弦半波电压信号发生电路42包括电阻R42，电阻R41和第一电容C41。电
阻R41连接至第二晶体管M42的漏极和地之间，第二晶体管M42的漏极电流(镜
像电流Ics1)流过电阻R41，从而在电阻R41和第二晶体管M42的公共连接点处
产生一检测电压Vcs1。电阻R42和第一电容C41串联连接在电阻R41和第二晶体
管M42的公共连接点和地之间。检测电压Vcs1经由电阻R42和第一电容C41滤波
后，在电阻R42和第一电容C41的公共连接点处产生所述正弦半波电压信号Vsin。
参考图6，所述为依据本发明一实施例的中间信号发生电路25的原理框图。
所述中间信号发生电路25包括，
第二电压-电流转换电路51，用以将所述正弦半波电压信号Vsin转换为调制
电流信号Imod；
斜坡电压信号发生电路55，用以根据所述调制电流信号Imod产生一频率变
化的斜坡电压信号Vramp；
第一比较器52，用以将斜坡电压信号Vramp和上限基准电压VH进行比较，
以产生一置位信号；
第二比较器53，用以将斜坡电压信号Vramp和下限基准电压VL进行比较，
以产生一复位信号；
斜坡电压信号Vramp，上限基准电压VH和下限基准电压VL的波形如图7所
示；上限基准电压VH和下限基准电压VL的数值根据第一比较器52和第二比较
器53的共模范围进行选择。
第一触发器54根据所述复位信号和所述置位信号产生一频率变化的时钟
信号CLK，来控制斜坡电压信号Vramp的频率。
尽管如上所述的第二触发器28设置为一RS触发器，本实施例中的第一触
发器54也设置为一RS触发器，触发器类型的选择并不限制依据本发明的实施
例的保护范围。
图6所示的第二电压-电流转换电路51包括：
第二差分放大器511，其反相输入端接收正弦半波电压信号Vsin，反相输入
端通过第四电阻R51连接至地，输出端产生第二差分放大信号；
第二电流镜512，包括共源共栅连接的第四晶体管M51和第五晶体管M52；
第二差分放大信号作为第四晶体管M51和第五晶体管M52的栅极驱动信号，第
四晶体管M51和第五晶体管M52的源极连接至第一基准电压VDD；第四晶体管
M51的漏极通过第四电阻R51连接至地，第四晶体管M51的漏极和第四电阻R51
的公共连接点连接至第二差分放大器511的同相输入端，第五晶体管M52的漏
极电流作为所述调制电流信号Imod。
斜坡电压信号发生电路55，包括第一基准电流源Iref1，第二电容C51，第一
开关K51和第二基准电流源Iref2，其中，
第一基准电流源Iref1的第一端连接至第一基准电压VDD，另一端连接至第
二电容C51的第一端，第二电容C51的第二端连接至地；
第一开关K51的一端连接至第二基准电流源Iref2的第一端，第一开关K51的
另一端连接至第二电容C51的第一端，第一开关K51的开关动作由时钟信号CLK
来控制，进而控制第二电容C51的充电和放电操作。第二基准电流源Iref2的第二
端和第二电容C51的第二端均连接至地。
调制电流信号Imod和第一基准电流源Iref1的电流一起作为第二电容C51的充
电电流，第二基准电流源Iref2的电流作为第二电容C51的放电电流。时钟信号
CLK控制第一开关K51的开关动作以在第一基准电流源Iref1和第二电容C51的
第一端的公共连接点处产生具有变化的频率的斜坡电压信号Vramp。
如图7所示，在起始时刻，调制电流信号Imod和第一基准电流源Iref1的电
流一起对第二电容C51进行充电，直至第二电容C51的电压到达上限基准电压
VH，这时，RS触发器将时钟信号CLK转换为高电平，第一开关K51闭合，第
二电容C51开始放电；放电电流为第二基准电流源Iref2的电流，第二电容C51快
速放电直至第二电容C51的电压下降至下限基准电压VL。通过RS触发器54，
时钟信号CLK转换为低电平。由于作为充电电流一部分的调制电流信号Imod
是呈正弦变化的，所以充电至上限基准电压VH的时间是变化的。时钟信号CLK
的频率如下式(2)：
f CLK = I mod + I ref 1 ( V H - V L ) · C 51 - - - ( 2 ) ]]>
中心频率如下式(3)所示：
f core = 1 2 I mod - pk + I ref 1 ( V H - V L ) · C 51 - - - ( 3 ) ]]>
频率的振荡范围如下式(4)计算：
Δf = I mod ( V H - V L ) · C 51 - - - ( 4 ) ]]>
因此，时钟信号CLK的频率与正弦半波电压信号Vsin呈正比例关系，其波
形为一正弦半波。
参考图8，所示为依据本发明另一实施例的中间信号发生电路25的原理框
图，在图6所示的实施例的基础上，其进一步包括：
变化的上限基准电压发生电路56，包括串联连接在第一基准电压VDD和地
之间的第三基准电流源Iref3和第五电阻R52；第三基准电流源Iref3和第五电阻R52
的公共连接点接收所述调制电流信号Imod。调制电流信号Imod和第三基准电流源
Iref3的电路一起流过第五电阻R52，以在第三基准电流源Iref3和第五电阻R52的公
共连接点处产生变化的上限基准电压VH’。
斜坡电压信号发生电路57，包括第一基准电流源Iref1，第二电容C51，第一
开关K51和第二基准电流源Iref2。其中，第一基准电流源Iref1和第二电容C51串
联连接在第一基准电压VDD和地之间，第一开关K51和第二基准电流源Iref2依次
串联连接在第一基准电流源Iref1和第二电容C51的公共连接点和地之间；时钟信
号CLK控制第一开关K51的开关动作。第一基准电流源Iref1的电流作为第二电
容C51的充电电流；第二基准电流源Iref2的电流作为第二电容C51的放电电流。
时钟信号CLK控制第一开关K51的开关动作，以在第一基准电流源Iref1和第二
电容C51的公共连接点产生一具有变化的频率的斜坡电压信号Vramp。
参考图9，所示为依据本实施例的中间信号发生电路25的工作波形图。在
起始时刻，第一基准电流源Iref1对第二电容C51进行充电，直至第二电容C51的
电压到达变化的上限基准电压VH’。然后，RS触发器54将时钟信号CLK由低
电平转换为高电平，第一开关K51闭合，第二电容C51开始放电；在第二基准电
流源Iref2的作用下，第二电容C51快速放电直至第二电容C51的电压到达下限基
准电压VL。此时，RS触发器54将时钟信号CLK由低电平转换为高电平。这
里，变化的上限基准电压VH’和下限基准电压VL的数值根据第一比较器52和
第二比较器53的共模范围进行选择设置。
在该实施例中，变化的上限基准电压VH’由调制电流信号Imod和第三基准
电流源Iref3在电阻R52上的压降获得。上限基准电压VH’的数值呈一正弦半波形
状而变化。时钟信号CLK的频率如下式(5)计算，
f CLK = I ref 1 [ ( I ref 3 + I mod ) · R 52 - V L ) ] · C 51 - - - ( 5 ) ]]>
中心频率如下式(6)计算：
f core = I ref 1 [ ( I ref 3 + 1 2 I mod - pk ) · R 52 - V L ] · C 51 - - - ( 6 ) ]]>
频率振荡范围如下式(7)计算：
Δf = f max - f min = I ref 1 ( I ref 3 · R 52 - V L ) · C 51 - I ref 1 [ ( I ref 3 + I mod - pk ) · R 52 - V L ] · C 51 - - - ( 7 ) ]]>
即频率振荡范围也可表示为下式(8)，
Δf ≈ I ref 1 · I mod - pk · R 52 ( I ref 3 · R 52 - V L ) 2 · C 51 - - - ( 8 ) ]]>
与前一实施例类似，RS触发器的复位端的输入信号为时钟信号CLK，因
此，输出端输出的控制信号Vctrl的频率也是变化的，来控制功率开关M22的开
关动作。通过上述实现方式，即可以实现抖动频率，同时也实现了功率因数校
正。
参考图10，所示为依据本发明一实施例的电流调制电路27的原理框图。
功率级电路23的输出电压Vout通过由依次串联连接在输出电压Vout和地之间的
电阻R31和电阻R32组成的采样电路的采样，在电阻R31和电阻R32的公共连接
点处产生一表征输出电压Vout的电压反馈信号VFB。通过误差放大器31获得表
征电压反馈信号VFB和基准电压Vref之间的误差的误差信号VE。通过乘法器32
将误差信号VE和正弦半波电流信号Isin相乘，结果再通过加法器33与下限基准
电压VL相加，得到一调节信号VM＝Isin*VE+VL，所述调节信号VM同时表示功
率级电路的输出电压Vout和输入电流(即电感电流IL)。所述调节信号VM和斜
坡电压信号Vramp通过比较器34进行比较，以产生调制信号TERM。然后，逻
辑和驱动电路根据接收到的调制信号TERM和时钟信号CLK产生控制信号Vctrl
来控制功率开关M22的开关动作，进而控制电感L21的充电和放电操作来维持输
出电压恒定。
功率因数校正工作原理如下：
假设功率开关M22的导通占空比为D，则导通占空比D与斜坡电压信号
Vramp，正弦半波电流信号Isin和误差信号VE之间的关系为：
D = 1 - V E · I sin V ramp - - - ( 9 ) ]]>
则对升压型的AC/DC电源而言，输出电压Vout可以表示为：
V out = V in 1 - D = k · V in · V ramp V E · I sin - - - ( 10 ) ]]>
这里，k表示乘法器32的比例系数，Vramp表示斜坡电压信号的峰-峰值。
因此，输入阻抗Zin可以表示为：
Z in = V in I sin = V out · V E k · V ramp - - - ( 11 ) ]]>
在功率开关M22的一个开关周期内，输出电压Vout和误差信号VE保持恒定，
比例系数k也是恒定的，因此，
对采用如图6所示的依据本发明实施例的AC/DC电源而言，斜坡电压信号
Vramp的峰-峰值是固定的，因此，输入阻抗Zin是恒定的，能够很好的实现功率
因数校正。
对采用如图8所示的依据本发明实施例的AC/DC电源而言，斜坡电压信号
Vramp的峰-峰值是变化的，但是变化幅度可以限制在一个较小的范围内，因此，
同样可以实现功率因数校正功能。
需要说明的是，本发明各个实施例间名称相同的器件功能也相同，且改进
行性的实施例可分别与上述多个相关实施例进行结合，但说明时仅已在上一实
施例的基础上举例说明。并且，以上仅是以如图10、图6和图8所示的电路为
例对本实施例中的电感电流采样电路和中间信号发生电路进行说明，但这两种
电路的结构包括但并不限定于以上公开的形式，只要能够实现本发明实施例所
述的相关电路的功能即可，因此，本领域技术人员在本发明实施例公开的电路
的基础上所做的相关的改进，也在本发明实施例的保护范围之内。
另外，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅
仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者
暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包
括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一
系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明
确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的
要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个......”限定的要素，并不
排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，
也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修
改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的
原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本
发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。