用于接收模拟基带信号的设备 技术领域 本发明一般涉及利用电介质进行通信的信息终端， 具体而言， 本发明涉及用于处 理模拟基带信号的接收设备。
背景技术 电场通信可以利用诸如空气、 水和人体之类的电介质作为传输介质来传送数据， 并且由于在用户直观地选择终端设备后发送数据， 所以它对于用户来说可以提供直观的便 利和高安全性。
图 1 图解了在传统射频 (RF) 通信系统中使用的 RF 接收设备的结构。
为了接收 RF 信号， RF 接收设备应当包括与 RF 载波信号相关的部件， 如本地振荡 器 (LO)、 正交混频器和锁相环 (PLL)。 RF 接收设备应当把接收到的 RF 信号分离成同相信号 和正交相位信号， 并且将模拟信号转换成数据信号。
图 2 图解了传统宽带脉冲信号接收设备的结构。
所图解的宽带脉冲信号接收设备被配置成在不使用 RF 解调的情况下仅仅利用模 拟基带信号执行电场通信。
为了将从利用人体作为传输介质的通信信道输出的微弱的宽带脉冲信号恢复成 数字信号， 宽带脉冲信号接收设备需要 50Ohm 的阻抗匹配、 宽带放大和对称阈值触发块。
图 3 图解了在传统电场通信系统中的用于接收通过幅移键控 (ASK) 调制的模拟基 带差分信号的设备的结构。
该接收设备使用两个电极来接收差分信号。对于 ASK 解调， 接收设备使用差分放 大器和仅仅通过载波频带信号的带通滤波器 (BPF)， 并且然后利用峰值 / 保持电路再一次 放大接收信号。其后， 接收设备利用低通滤波器 (LPF) 消除剩余的载波信号， 并且然后利用 比较器将消除了载波的信号恢复成数字信号。
然而， 图 1 的高频带 RF 接收设备要求用于处理 RF 载波信号的部件 (LO、 PLL 和正交 混频器 ) 和用于处理同相信号和正交相位信号两者的部件 ( 如一对可变增益放大器 (VGA)、 LPF、 和模数转换器 (ADC))， 这导致了功率消耗和面积的增加。如果对 LO 使用直接转换结 构， 可能发生 DC 偏移或 I/Q 失配的问题。
在为了解决当使用 RF 解调时发生的上述问题而被建议采用如图 2 所示的模拟基 带传输方案的电场通信系统中， 需要带宽为 100MHz 或更大的放大器来接收宽带脉冲信号。 由于不包括滤波器， 所以该通信系统易于受到从带外信号引入的干扰噪声的影响。 而且， 由 于该通信系统要求 100MHz 或更大的带宽， 所以它可能甚至受到 ( 可能从同相信号引入的 ) RFID 信号 ( 如 13.56MHz 的智能卡信号 ) 或大约从 88MHz 到 108MHz 的 FM 无线电信号的影 响， 这导致性能的下降。
图 3 的接收结构被配置成接收仅仅通过 ASK 调制的模拟基带信号， 并且具有两个 接收电极， 这增加了安装的复杂度。
发明内容 技术问题
本发明示范性实施例的一个方面是提供能够接收由各种不同的基带调制方案调 制的模拟信号以利用电介质执行在信息终端之间的数据通信的接收设备。
本发明示范性实施例的另一方面是提供具有宽输入动态范围和优秀的接收灵敏 度以利用电介质执行在信息终端之间的数据通信的接收设备。
技术方案
根据本发明示范性实施例的一个方面， 提供一种用于接收模拟基带信号的设备。 所述设备包括 ： 电极， 用于接收在电介质中感应的电场信号 ； 第一增益调节器， 用于通过放 大所接收的信号来调节增益 ； 信道选择滤波器， 用于从被调节增益的信号中仅仅选择与接 收信道带宽对应的信号 ； 第二增益调节器， 用于通过放大所选择的信号来调节增益 ； 比较 器， 用于将从所述第二增益调节器输出的信号转换成数字信号 ； 过采样器， 用于以比接收信 道频率高的频率过采样所述数字信号 ； 解调器， 用于解调过采样信号 ； 和时钟发生器， 用于 向所述过采样器和所述解调器提供所需的时钟。
有益效果
如上所述， 如果在电场通信环境中使用根据本发明示范性实施例的模拟基带信号 接收设备， 则可以确保宽输入动态范围并且可以提高接收灵敏度， 这使得能够不仅对于接 触环境而且对于非接触环境实现各种应用情形。而且， 接收设备可以接收由于其变化的带 宽而由各种不同的基带调制方案调制的模拟信号， 从而提高了选择调制解调器的调制方案 的自由度。
附图说明
图 1 图解了传统 RF 接收设备的结构 ；
图 2 图解了传统宽带脉冲信号接收设备的结构 ；
图 3 图解了传统 ASK 差分信号接收设备的结构 ；
图 4 图解了根据本发明优选实施例的模拟基带信号接收设备的结构 ；
图 5 图解了在根据本发明优选实施例的模拟基带信号接收设备中的开关噪声耦 合的影响 ；
图 6A 到 6C 图解了根据本发明另一优选实施例的模拟基带信号接收设备的结构 ； 和
图 7 图解了根据本发明再一优选实施例的模拟基带信号接收设备的结构。 具体实施方式
现在将参考附图详细描述本发明的示范性实施例。在附图中自始至终， 相同的附 图标记将被理解为指代相同的单元、 特征和结构。 在下面的描述中， 诸如详细的配置和部件 之类的特定细节仅仅被提供来帮助对本发明的示范性实施例的全面理解。因此， 本领域技 术人员将认识到， 在不脱离本发明的范围和精神的情况下可以对在此描述的实施例进行各 种改变和修改。而且， 出于清楚和简洁目的， 省略对公知功能和结构的描述。
图 4 图解了根据本发明优选实施例的模拟基带信号接收设备的结构。电极 41 被提供来接收在电介质中感应的电场信号。被提供来对从电极 41 接收 的信号进行低噪声放大的低噪声放大器 (LNA)42 是用于通过放大所接收的信号来调节增 益的第一增益调节器。信道选择滤波器 43 被提供来从增益被调节的信号中仅仅选择与接 收信号带宽对应的信号。此时， 可以从经放大的信号中消除干扰噪声。可编程增益放大器 (PGA)44 是用于通过放大由信道选择滤波器 43 选择的信号来调节增益的第二增益调节器， 并且它被提供来将所选择的信号放大成足够大到以稳定地将其变换成数字信号的信号。 比 较器 45 将从 PGA44 输出的信号转换成数字信号。过采样器 46 被提供来以比接收信道频率 fSignal 高的频率 fClock 过采样所述数字信号。调制解调器 47 是用于解调过采样信号的解调 器。时钟发生器 48 向所述过采样器 46 和所述调制解调器 47 提供所需的时钟。
过采样器 46 以比接收信道频率 fSignal 高的频率 fClock 过采样所述数字信号的原因 如下。
第一， 该原因是由于可以仅仅使用 1 位比较器而不是使用其功耗较大的 ADC 来检 测 1 位的能量， 所以提高在调制解调器 47 中的信噪比 (SNR)。
第二， 该原因是由于即使时钟和数据恢复 (CDR) 可被用于数据同步也可能发生锁 定时间问题， 所以通过在调制解调器 47 中组合多个过采样值来执行数据同步。
第三， 该原因是通过最小化开关噪声耦合的影响来提高接收灵敏度。
图 5 图解了在根据本发明优选实施例的模拟基带信号接收设备中的开关噪声耦 合的影响。
由于时钟发生器 48 产生的数字时钟信号而发生开关噪声， 并且通过电源或地路 径、 或者通过在芯片上的基座， 该开关噪声被耦合， 这影响了模拟电路 ( 特别是 LNA 42 和 PGA 44)。
对于到作为模拟电路的输出级的比较器 45 的输入信号的频谱， 接收信道信号出 现， 其具有在 fSignal 周围的特定频带， 并且由于时钟信号也是基于基带数字信号的， 所以 fClock 的频率信号和作为二次谐波成分的 2fClock 的频率信号出现。 如果时钟频率小于信号频 率和信道阻带带宽的一半之和， 即如果它具有下面公式 (1) 的关系表达， 则在接收信道频 带中置入时钟信号的频率成分， 作为同相干扰噪声。
对于通带不要求带宽条件而对阻带要求带宽条件的原因是通过考虑噪声余量而 充分地减少干扰噪声， 这是因为甚至在干扰噪声在通带之外， 在阻带中其强度也轻微地降 低。 因此， 如果接收信号强度比包括谐振频率分量的时钟信号的频率分量的强度高时， 耦合 噪声不是问题。然而， 在其中路径损耗较大的信道环境中， 由于接收信号强度较小， 所以接 收灵敏度可能由于干扰噪声分量而降低。而且， 由于甚至通过不仅用在时钟发生器 48 中 而且用在调制解调器 47 或数字处理器 49( 例如处理器和编解码器 ) 中的时钟频率 fModem，
fProceesor 和 fCODEC 而发生开关耦合噪声， 所以在这些部件中的所有时钟频率也应当满足下面 的公式 (2)， 以便提高模拟基带信号接收设备的接收灵敏度。
图 6A 到 6C 图解了根据本发明另一优选实施例的模拟基带信号接收设备的结构。 在此处未示出的其他部件与图 4 中的那些相同或类似。
图 6A 图解了其中信道选择滤波器被放置在最前面的级的结构， 并且该结构放大 仅通过期望的信道频带之后的接收信号。 该顺序可以减小 LNA 和 PGA 的带宽， 并且因为在前 级中消除了噪声， 所以它们的线性被允许为较低， 并且接收信号被充分放大以便比较器可 以稳定地将其恢复成数字信号。信道选择滤波器是模拟滤波器， 并且通常利用有源滤波器 来配置， 这是因为它在基带频率上工作。 然而， 由于输入阻抗应当较大以便更好地检测接收 信号， 所以在阻抗上发生的噪声增大了， 从而， 噪声会通过 LNA 和 PGA 的总电压增益而放大。 而且， 在 LNA 中发生的所有噪声也通过 PGA 的电压增益而放大， 这降低了整个 SNR 性能。
图 6B 图解了其中可能不以模拟方式而以数字方式处理信道选择滤波器的结构。 该顺序可以减小功耗和面积， 因为滤波器的特性可以以数字方式容易地改变， 但是它需要 具有高线性和优秀的噪声特性的 ADC。而且， AGC 功能也应当被添加在 ADC 的前面以防止接 收信号的强度饱和。
图 6C 图解了其中接收信号在被 LNA 和 PGA 充分地放大之后由信道选择滤波器滤 波的结构。 该顺序在噪声性能方面是优秀的， 并且甚至常被用在超声波接收设备中， 这是因 为在 LNA 和 PGA 中发生的带外噪声可以被滤波器消除。然而， 由于不仅同相信号而且具有 干扰噪声的带外信号被放大 LNA 和 PGA 的总电压增益， 所以它们仅仅可在信道选择滤波器 没有线性问题的范围内被放大， 这限制了输入动态范围。如果减小电压增益以加宽线性范 围， 则比较器不能获得获取用于稳定地将其恢复成数字信号的最小接收信号电平所要求的 电压增益， 这导致较少地提高接收灵敏度。 关于根据部件的放置顺序计算总噪声， 图 6C 示出了最佳噪声特性， 并且图 4 示出 了下一最佳噪声特性。然而， 图 6C 在输入动态范围上受限， 并且因而较少提高接收灵敏度。 特别是， 电场通信信道环境要求宽的输入动态范围， 这是因为在电极接触环境和电极非接 触环境之间的路径损耗差是 60dB 或更多， 并且因为在非接触环境中要求的接收灵敏度也 大约为几十 mV， 所以电压增益也应当为高， 以便比较器稳定地将接收信号恢复成数字信号。 因此， 图 4 中的放置顺序在电场通信信道环境中可能是最合适的。
通过对比， 根据不同的放置顺序计算的总噪声如下面公式 (3) 到 (6) 所示。
在图 4 的情况下 ：
GPGA(αNLNA+NFilter)+NPGA ..........(3)
在图 6A 的情况下 ：
GPGA(NLNA+GLNANFilter)+NPGA ........(4)
在图 6B 的情况下 ：
GPGANLNA+NPGA .........(5)
在图 6C 的情况下 ：
GPGAαNLNA+NFilter+αNPGA ........(6)
其中， GLNA ： LNA 的电压增益，
NPGA ： PGA 的电压增益，
NLNA ： 在 LNA 中产生的噪声，
PPGA ： 在 PGA 中产生的噪声，
NFilter ： 在信道选择滤波器中产生的噪声， 和
α： 信道选择滤波器的通带带宽与 LNA 和 PGA 的带宽之比。假定信道选择滤波器 的噪声小于 LNA 的噪声 (Nfilter ＜＜ NLNA)。
具体而言， 在图 4 的接收设备和图 6C 的接收设备之间在输入动态范围和接收灵敏 度方面的关系如下。
如果假定
PN ： 热噪声功率，
B： 信道带宽，
NF ： 接收机的噪声系数，
PNo ： 热噪声功率的频谱密度，
PTH ： 比较器的输入阈值功率，
SNRREQ ： 调制解调器要求的 SNR，
(PO)MAX ： 最大饱和输出功率， 和
(PI)MIN ： 最小输入功率，
则接收设备的热噪声功率如下面公式 (7) 所示。
为了比较器稳定地将接收信号恢复成数字信号， 将满足下面公式 (8) 的条件。
PTH ≤ PN+GLNA+GPGA+SNRREQ ..........(8)
接收设备的接收灵敏度如公式 (9) 所示。
(PI)MIN ＝ PN+SNRREQ ..........(9)
因此， 通过公式 (8)， 接收灵敏度的最小范围如下公式 (10) 定义。
(PI)MIN ≥ PTH-GLNA-GPGA .........(10)
图 4 的接收设备的动态范围 DR|4 被确定为在其中其在信道选择滤波器中不饱和 的范围之内的下面的公式 (11)。
DR|5 ＝ (PO)MAX-GLNA-(PI)MIN .........(11)
同样， 如图 6C 所示的接收设备的动态范围 DR|6C 如下公式 (12) 定义。
DR|6c ＝ (PO)MAX-GLNA-GPGA-(PI)MIN .........(12)
可以从公式 (11) 和 (12) 注意到 ： 对于相同的接收灵敏度， 图 4 中的接收设备的动 态范围比图 6C 中的接收设备的动态范围宽 GPGA。虽然 LNA 和 PGA 的电压增益可以被减小以 加宽图 6C 中的接收设备的动态范围， 但是可以从公式 (10) 注意到 ： 如果电压增益减小了， 则应当增加最小接收输入电平或接收灵敏度。对此， 图 4 中的接收设备具有能够加宽输入 动态范围和提高接收灵敏度的结构。
图 7 图解了根据本发明的再一优选实施例的模拟基带信号接收设备的结构。
经由电极 70 通过电介质接收的信号没有 DC 电势， 因此， 它应当在内部进行 DC 偏 置。因此， 在发送设备和电介质以及接收设备之间的 DC 路径被移除， 并且接收设备被配置 成通过 AC 耦合接收该接收信号， 以便消除在包括 60Hz 的低频带中的噪声。
LNA 90 被配置成调整其接收阻抗以便获得针对信道环境优化的性能。而且， LNA 90 具有差分输入结构 (71 和 72) 以消除外部产生的共模噪声， 并且考虑到地回路 (GND 回
路 ) 的影响 ( 即在接收侧的地和发送侧的地之间发生的耦合 ) 而通过 AC 耦合连接一个差 分输入端子 72 到地 GND。
由于路径损耗根据信道环境变化， 所以 LNA 90 和 PGA 79 的电压增益可以由调制 解调器 ( 未示出 ) 来调节。该调制解调器提供用于控制 PGA 增益的信号 GPGA 以及用于控制 LNA 增益的信号 GLNA。
信道选择滤波器单元包括两个 BPF 76 和 77 以及开关 75 和 78 以使得可以根据每 一接收信道频率来选择接收信号。 对于 BPF 76 和 77， 它们的通带带宽可以根据传输率或调 制方案以及信道环境来调节。该模式提供了用于 BPF 选择的信号 Sel。
对于比较器 80， 其滞后作用根据从调制解调器提供的滞后控制信号 Hys 来控制。
虽然已经参照本发明的某些示范性实施例示出和描述了本发明， 但是本领域技术 人员应当理解 ： 在不脱离由所附权利要求及其等效内容所限定的本发明的精神和范围的情 况下， 可以在此进行形式上和细节上的各种变化。