一种变频微波炉电源电路及控制方法 [ 技术领域 ]
本发明涉及变频微波炉电源， 尤其涉及一种变频微波炉电源电路及控制方法。 [ 背景技术 ]
传统的变频微波炉电源多为单级谐振半桥架构， 在功能上一方面要其输出电压电 流要满足磁控管正常工作的要求， 另一方面还要完成功率因数较正的功能， 以满足其输入 电压对谐波的要求。基于电路的以上特点， 常规的变频器微波炉电源控制部分由 PFC 芯片 加上微处理器构成， 微处理器负责与控制面板上的上位机通讯并将功率信息处理后控制 PFC 芯片的运行， 同时也将变频器电源的工作状态信息返回给上位机， 控制线路复杂， 成本 高。 [ 发明内容 ]
本发明要解决的技术问题是提供一种电路简单、 工作稳定可靠、 成本较低， 无需使 用专门的 PFC 芯片就能够实现功率因素校正的变频微波炉电源电路。
本发明另一个要解决的技术问题是提供一种上述变频微波炉电源电路的控制方 法。
为了解决上述技术问题， 本发明采用的技术方案是， 一种变频微波炉电源电路， 包 括：
信号处理控制单元， 包括微处理器 ；
整流滤波单元， 将交流输入电压整流滤波后向主功率回路供电 ；
主功率回路单元， 通过变压器与次级输出回路单元耦合， 向次级输出回路单元供 电；
电压拾取单元， 获取交流输入电压的电压值， 并送入微处理器 ；
电流采样单元， 获取主功率回路的电流值， 并送入微处理器 ；
驱动单元， 接收取来自微处理器的 PWM 信号， 驱动主功率回路单元的功率开关管。
以上所述的变频微波炉电源电路， 所述的电压拾取单元包括串联的第一分压电阻 和第二分压电阻， 第一分压电阻和第二分压电阻电器串联电路的一端接整流滤波单元输出 端的正极， 另一端接整流滤波单元输出端的负极 ； 第一分压电阻和第二分压电阻的连接点 接微处理器电压信号输入端。
以上所述的变频微波炉电源电路， 所述的电流采样单元包括电流采样电阻和放大 器， 所述的电流采样电阻串联在与整流滤波单元输出端负极通过电流采样电阻接主功率回 路单元， 电流采样电阻与主功率回路单元连接的一端经所述的放大器接微处理器电流信号 输入端。
一种以上所述变频微波炉电源电路的控制方法的技术方案， 包括以下步骤 ：
a) 通过查表获取当前变频器的参考工作频率 fo ；
b) 对当前变频器的参考工作频率 fo 进行修正， 到基本的工作频率 f1 ；c) 获取 PWM 信号的实际输出频率 ft， 用 PWM 信号的实际输出频率 ft 驱动主功率 回路单元的功率开关管。
以上所述的控制方法， 通过查表获取当前变频器需要的工作频率的步骤包括先在 微处理器中写入一个主功率回路单元输入特定电压有效值 Urms1 时其瞬时值 ut 与工作频 率 fo 相对应的表格， 再根据实限交流输入电压的瞬时值， 通过查表得到当前变频器的参考 工作频率 fo。
以上所述的控制方法， b) 对当前变频器的参考工作频率 fo 进行修正， 到基本的工 作频率 f1 的步骤如下 ：
f1 ＝ fo+Δf1
其中， Δf1 ＝ ΔVrms*K*ut，
ΔVrms 为当前输入电压有效值与和参考工作频率 fo 相对应的特定输入电压有效 值 Urms1 的差值， K 为修正比例系数， ut 为主功率回路单元当前输入电压的瞬时值。
以上所述的控制方法， 获取 PWM 信号的实际输出频率 ft 的步骤包括 ： 通过设定功 率及当前输入电压有效值 Urms 计算理论电流瞬时值 io， 将电流采样获得的采得了瞬时电 流值 i 与计算理论电流瞬时值 io 比较得到电流误差信号 Δi ： Δi ＝ i-io，
对基本的工作频率 f1 进行修正得到 PWM 信号的实际输出频率 ft ：
ft ＝ Δf2+f1 或 ft ＝ fo+Δf1+Δf2
其中， Δf2 ＝ Δf2l+Kp(Δi-Δi1)+Ki*Δi
上式中， Δf2 为本次修正频率， Δf21 为上一次修正频率， Kp 为比例调
节系数， Δi1 为上一次电流误差信号， Ki 为积分调节系数。
以上至 7 中任一权利要求所述的控制方法， 所述的当前输入电压有效值 Urms 用均 方根法得到 ：
其中， ut1 为以一定的时间间隔采样在 t1 时刻的瞬时电压值， ut2 为以一定的时间 间隔采样在 t2 时刻的瞬时电压值， utn 为以一定的时间间隔采样在 tn 时刻的瞬时电压值 ； n 为输入交流电压的一个正弦波周期的采样次数， 等于正弦波周期除以采样时间间隔。
以上所述的控制方法， 包括输入功率闭环调节步骤， 所述的闭环调节步骤采用逐 次逼近法实现。
以上所述的控制方法， 所述的输入功率根据采样的瞬时的电压值和电流值得到 ：
其中， ut1 及 it1 为以一定的时间间隔采样在 t1 时刻的瞬时电压值， ut2 及 it2 为 以一定的时间间隔采样在 t1 时刻的瞬时电压值 ； n 为输入交流电压的 1 个正弦波周期的采 样次数， 等于正弦波周期除以采样时间间隔。
本发明变频微波炉电源电路因的有效的减少了元件数目， 电路简单、 工作稳定可 靠、 成本较低， 无需使用专门的 PFC 芯片就能够实现功率因素校正。
[ 附图说明 ]
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
图 1 是本发明实施例变频微波炉电源电路的电路原理图。
图 2 是本发明实施例变频器电源满载工作时电压与频率的关系图。
图 3 是本发明实施例控制方法功率闭环调节的流程图。 [ 具体实施方式 ]
控制步骤一， 通过查表获取当前变频器的参考工作频率 fo ： 图 2 为一款变频器电 源满载工作时电压与频率的关系图。从图中可知， 对于工作于一稳定电压下额定输出的变 频器电源， 其工作频率与其输入正弦波的相位是密切相关的， 由于相位 ωt 与电压瞬时值 ut 关系为
其中， Urms 为主功率回路单元输入电压有效值， 因此正弦波的频率与电压的瞬时 值 ut 有一对应关系， 这种关系我们可以通过在微处理器中以数据表的方式表达出来， 即利 用查表的方式， 通过检测输入电压瞬时值 ut 的大小来查出当前变频器的参考工作频率， 此 频率在本说明书中称为 fo， 不同的输入瞬时电压对应着不同的 fo， 与此 fo 的集合相对应的 特定电压有效值在本说明书中称为 Urms1。
控制步骤二， 对当前变频器需要的工作频率 fo 进行修正， 得到基本的工作频率 f1 ： 从图 2 中还可以知道， 对于不同输出电压下的基本工作频率 f1 与输入电压 Urms 及 ut 有如下关系 ：
f1 ＝ fo+Δf1
Δf1 ＝ ΔVrms*K*ut
上式中， Δf1 为当前输入电压下的频率修正值， f1 为当前输入电压瞬时值下的工 作频率， ΔVrms 为当前输入电压有效值与特定输入电压有效值 Urms1 的差值， K 为一与额定 电压相关的修正比例系数 ( 常量， 根据测试结果来调整 )。ut 为主功率回路单元当前输入 电压的瞬时值。
在微处理器中， 单片机采样的电压值为瞬时值， 计算其输入电压值的有效值采用 均方根法， 表达式如下 ；
上式中， ut1 为以一定的时间间隔采样在 t1 时刻的瞬时电压值， ut2 为以一定的时 间间隔采样在 t2 时刻的瞬时电压值， n 为输入交流电压的一个正弦波周期的采样次数， 其 等于正弦波周期除以采样时间间隔。
综合以上的论述， 步骤一可以理解为， 先上微处理器中写入一个特定输入电压 Urms 时 ut 与工作频率 fo 相对应的表格， 本应用实例中表值以最高输入电压为基准。在不 同输入电压下， 先从微处理器中通过查表的方式， 得到一参考工作频率 fo， 然后再加上一与 当前输入电压值相关的频率修正值 Δf1， 可以得到一基本的工作频率 f1。
控制步骤三 ： 为了实现输入电流与电压的同相， 需要时时监测输入电流的变化情 况， 以确定是否与输入电压同相。首先， 需要计算出理论上的瞬时电流值， 如下式 ：
上式中 io 为设定功率 P 及当前输入电压 Urms 下的理论电流瞬时值， uo 为输入电 压瞬时值， R 为当前负载下的等效负载电阻， P 为设定的输入功率。在图 1 的电路中， 已经采 得了瞬时的电流 i， 那么得到一电流误差信号 Δi ：
Δi ＝ i-io
为了消除此电流误差信号， 在此引入 PI 调节回路 ：
Δf2 ＝ Δf2l+Kp(Δi-Δi1)+Ki*Δi
上式中， Δf2 为引入电流调节回路后的修正频率， Δf21 为上一次调节的修正频 率， Kp 为比例调节系数 ( 常量 )， Δi1 为上一次调节时的电流误差信号， Ki 为积分调节系 数 ( 常量 )。因此得到经电流调节回路后的 PWM 实际输出频率 ft ：
ft ＝ Δf2+f1
ft ＝ fo+Δf1+Δf2
此时完成了功率因数较正的功能， 同时输出功率也基本按近设定功率。
控制步骤四 ： 由于电流调节回路的误差总是存在的， 同时受微处理器采样精度影 响， 因此此时的输出功率与目标功率经电流调节后的功率输还是存在一定的误差， 需要引 入功率闭环调节。在电路中， 已经采样了瞬时的电压值和电流值， 那么其输入功率为 ：
上式中， ut1 及 it1 为以一定的时间间隔采样在 t1 时刻的瞬时电压值， ut2 及 it2 为以一定的时间间隔采样在 t1 时刻的瞬时电压值， n 为输入交流电压的一个正弦波周期的 采样次数， 其等于正弦波周期除以采样时间间隔。 由于功率调节回路一般为慢速环路， 采用 逐次逼近法即可， 调节方法如图 3 所示。
通过上述的三个步骤， 最终实现即实现了功率因数， 又完成了向磁控管提供稳定 输入功率的功能， 相比传统的控制方法， 具有以下优点 ：
一， 有效的降低了元件数目， 降低了整体成本。
二， 采用查表法得到一初始频率并加上了不同电压输入条件下的频率修正， 此时 的频率 f1 已经非常接近实际工作频率， 使得 PI 调节回路需要的输出范围大大缩小， 即可以 将 PI 调节回路的输出范围限定于一个较小的范围内， 也就是说， 即使 PI 调节回路出错， 实 际工作频率也不会过大的偏差于理论上需要的频率， 不会造成变频器电源出现较大的过电 流的状况， 提高了变频器电源的可靠性。