一种基于振动机械能的无线传感器网络节点电源系统技术领域
本发明涉及一种基于振动机械能的无线传感器网络节点电源系统。
背景技术
目前，无线传感器网络在国际上备受关注，是一个涉及多学科高度交叉、
知识高度集成的前沿热点研究领域。它综合了传感器技术、嵌入式计算技术、
现代网络及无线通信技术、分布式信息处理技术等，能够通过各类微型传感器
协作地实时监测、感知和采集各种环境或监测对象的信息，并报告给用户。因
此，无线传感器网络在军事国防、工农业、城市管理、生物医疗、环境监测、
抢险救灾、防恐反恐、危险区域远程控制等许多重要领域都有潜在的实用价值。
然而，无线传感器网络并未像人们当初预想的那样快速市场化，其中最关
键的一个制约瓶颈是无线传感器网络节点的能量供给问题。无线传感器节点普
遍采用自带电池的供电方式，尽管电池的储能密度和使用寿命不断提高，但因
电池有供能寿命有限，需重复充电，体积与质量较大等自身无法克服的缺陷，
并不能完全满足无线传感器网络的发展要求。随着无线传感器网络节点数目越
来越庞大，大规模的更换电池既不经济也不现实。因此，供能问题已成为无线
传感器网络发展的瓶颈。压电能量采集装置可将环境周围的振动机械能转变为
电能，具有结构简单，无电磁干扰，能量密度大，寿命长等优点。
优化压电能量采集装置的能量采集效率和怎样利用压电能量采集装置为
无线网络节点供电是研究的热点。压电能量采集装置所收集的电能通常储存在
能量存储装置(如电池)中，通常由电池直接向网络节点供电，但是压电能量
采集装置收集的能量时多时少，而且电池的存储能力有限，电池如果一直处于
同时充电放电状态，不利于电池寿命也不利于网络节点的正常工作。
发明内容
本发明的目的是提供一种利用压电能量采集装置为无线传感器网络节点
供电的电源系统，为压电能量采集装置向网络节点供电提供了一种行之有效的
途径。
为实现上述目的，本发明的方案是：一种基于振动机械能的无线传感器网
络节点电源系统，包括压电发电装置、压电能量转换单元和用于为无线传感器
网络节点供电的能量存储单元，所述能量存储单元通过一个能量管理单元连接
无线传感器网络节点的电源，所述能量管理单元由一个智能开关电路(X)与
一个稳压电路(Y)构成，智能开关电路(X)输入端连接所述能量存储单元的
输出端，智能开关电路(Y)输出端连接所述稳压电路(X)的输入端，稳压电
路(Y)输出连接所述无线传感器网络节点的电源；智能开关电路(X)包括一
个用于切断与导通所述稳压电路输入回路的开关管(Q7)，以及一条与能量存
储单元输出端并联的分压支路，所述开关管(Q7)的控制端连接在所述分压支
路的分压点上。
所述分压支路包括从智能开关电路的正输入端到负输入端依次串联的第
一电阻(R13)、PNP型的三极管(Q6)和第二电阻(R14)，三极管(Q6)的射
极连接第一电阻(R13)，集电极连接第二电阻(R14)，开关管(Q6)的控制极
连接在三极管(Q6)集电极；三极管(Q6)基极通过一个稳压管(D8)连接智
能开关电路的负输入端。
所述开关管(Q7)为MOS管，源极与漏极连接在智能开关电路的负输入
端与负输出端之间。
本发明在能量存储单元和无线网络节点之间增设了一个能量管理单元，该
能量管理单元能够在能量存储单元的电量较少时切断对无线网络节点的供电，
对能量存储单元进行充电，当充电到一定程度时，通过能量管理单元向无线网
络节点放电。
本发明的压电发电装置、压电能量转换单元和能量存储单元是一种自适应
主动压电能量采集装置，由主电路与其控制单元构成，主电路包括用于将外部
激振力的振动能量转换为电能的压电元件，压电元件通过电感(L1)输出连接
一个由二极管构成的全桥整流单元，该全桥整流单元的直流侧通过一个DC/DC
单元输出连接一个能量存储单元，全桥整流单元与DC/DC单元之间还设有一个
充电电容(C1)，所述全桥整流单元的每个二极管上均并联有一个开关管
(Q1-Q4)，所述DC/DC单元为Buck电路，该Buck电路中的开关管(Q5)接在
所述充电电容(C1)的正极端；全桥整流单元的交流侧设有电流采集器，Buck
电路的输出端设有功率采集器，主电路中还设有一个用于采集外部激振力频率
的加速度传感器；所述控制单元输入采样连接所述加速度传感器的输出信号、
所述功率采集器的功率信号、所述电流采集器的电流信号；所述控制单元输出
控制连接所述全桥整流单元各二极管的并联开关管(Q1-Q4)、所述Buck电路
的开关管(Q5)的控制端。
所述控制单元包括MCU，MCU产生最优电压相位信号，该最优电压相位
信号、所述加速度传感器的输出信号以及所述电流采集器的输出信号作为输入
连接到一个驱动信号产生电路，该驱动信号产生电路输出触发信号控制所述全
桥整流单元各二极管的并联开关管(Q1-Q4)。
所述驱动信号产生电路通过输入所述加速度传感器的输出信号与所述
MCU输出的最优控制电压相位信号，输出与振动频率对应的全桥整流单元的各
开关管(Q1-Q4)的控制触发信号。MCU产生最优电压幅值信号，该最优电压
幅值信号输出到所述Buck电路的开关管(Q5)的控制端。所述驱动信号产生
电路还包括用于避免上下桥臂同时开通的死区生成单元。
所述MCU采用MSP430F169微处理器。所述电流采集器为一个电流检测单
元，该电流检测单元通过检测串设在全桥整流单元交流侧的采样电阻
(Rsense1)的两端电压差检测电流。所述功率采集器为一个电流采集单元，
该电流采集单元通过检测串设在DC/DC单元输出端的采样电阻(Rsense2)的
两端电压差采集电流和/或功率。所述全桥整流单元各二极管的并联开关管
(Q1-Q4)、所述Buck电路的开关管(Q5)均为MOSFET。所述能量存储单元
包括一个恒压充电器，该恒压充电器输出连接电池组。
当周围环境振动时，悬臂梁两表面的压电元件把振动能转换为电能，压电
能量采集装置的等效电学模型如图5所示。假设外界激振力为正弦，则机械部
分的阻抗可表示为：
Z → m = c + j ( ωm - k ω ) Z → m - - - ( 1 ) ]]>
式中，m、k、c、ω、α分别表示系统的惯性质量、结构刚度、阻尼系数、
振动频率和力因数。
当机械部分与电学部分阻抗匹配时，系统能采集到最大能量。机械部分匹
配阻抗为
Z → m = c + j ( k ω - ωm ) - - - ( 2 ) ]]>
把机械部分匹配阻抗等效到电学部分，得
Z → m = ω 2 m - k + jωc ω 2 c p - jω ( ω 2 c p m - ck ) - - - ( 3 ) ]]>
其中，cp为压电元件的内部电容。从(3)式可知，电学部分的匹配阻抗
很复杂，不易实现，因此我们设计了一种主动能量采集技术，通过在压电能量
采集装置上应用一个控制电压，来产生等效的阻抗。
压电动态系统的转换公式为：
I = - c P U · - α δ · ]]>
F - αU = m δ · · + c δ · + kδ - - - ( 4 ) ]]>
其中，U、I分别为压电元件的输出电压和电流，F为外部激振力，δ为压电
装置的位移量，引入压电装置的位移和速度后，对(4)式变换后：
δ · = V ]]>
V · = k m δ - c m + 1 m F + kd m V ]]>
⇒]]>
δ · V · = 0 1 - k m - c m δ V + 0 1 m F + 0 α m U - - - ( 5 ) ]]>
(5)式显示该系统是可控的，因此我们可任意设置该系统的特征值，通过
设置特征值的实部为负值且足够大，就能使系统的机械振动快速衰减，转换更
多的电能。将系统的输出电压作为控制电压，反馈到压电元件。在幅值恒定的
激振力F作用下，控制电压可记为：
U＝kδδ+kVV (6)
把(6)式代入(5)式，有：
δ · V · = 0 1 k δ α - k m k V α - c m δ V + 0 1 m F - - - ( 7 ) ]]>
从(7)式，位移增益kδ能改变压电系统的固有频率，速率增益会改变系统
的阻尼周期，提高电能的转换率。当外界激振力频率不断改变时，设置kδ使压
电系统的固有频率实时接近激振力频率，进而获得最大能量。系统新的最优固
有频率ω为：
ω = k - k δ α m - - - ( 8 ) ]]>
压电装置转换的电能取决于电压和速度的乘积，在反馈电压的控制下，转换
的电能为：
W con = - α ∫ U δ · dt ]]>
(9)
= - α ∫ ( k δ δV + k V V 2 ) dt ]]>
又因为电压和位移的相位差为90°，所以(9)式第一项的积分为零，即
Wcon＝-αkV∫V2dt (10)
为了计算最优控制电压，需知道最优位移增益kδ和速度增益kV，从(4)式
知：
F → = ( k - ω 2 m + jωc ) δ → - α U → ]]>
(11)
= ( k - ω 2 m - k δ α ) δ → + ( c - α k V ) V → ]]>
当外部激振频率匹配系统固有频率时，外部机械能转化为电能的效率最大，
因此最优位移增益kδ总能使系统固有频率匹配外部激振力，从(7)知：
k δ = k - ω 2 m α - - - ( 12 ) ]]>
因此，等式(11)变为：
F → = c V → - αk V V → - - - ( 13 ) ]]>
同时，(9)式给出了最优速度增益KV的计算方法，当外界激振力F幅值恒
定时，Wcon最大，即最优速度增益为：
k V = - c α - - - ( 14 ) ]]>
因此，使转换电能最大的最优控制电压为：
U → = k - ω 2 m α δ → - c α V → ]]>
(15)
= ( k - ω 2 m α - jω c α ) δ → ]]>
把(15)式代入(10)，最优控制电压可用外部激振力表示为：
U → opt = - ωc - j ( k - ω 2 m ) 2 αωc F → - - - ( 16 ) ]]>
假设外部激振力有一个固定的幅值为Fm，则最优控制电压的幅值为：
U mag = ω 2 c 2 + ( k - ω 2 m ) 2 F m 2 αωc - - - ( 17 ) ]]>
当参考外部激振力信号时，在控制电压和外部激振力间的最优相位差为：
θ = 180 - arctan ( k - ω 2 m ωc ) - - - ( 18 ) ]]>
因此，对于某个特定的外部激振力，总会存在一个最优控制电压，使能量
采集功率最大。
为了自适应地获得该最优控制电压，本发明通过单片机功率采集单元实时
采集输出功率值，根据自适应调整最优控制电压，使装置工作在谐振状态，获
得最大机械能，同时减小阻尼周期，提高机械能的转换功率，电能传输过程中
实现阻抗匹配，输出最大电能功率。当系统振动远离固有频率时，系统的能量
采集功率也不会有很大的降低。因此，本发明的能量采集装置能在宽频带范围
内自适应工作，提高系统采集功率。
附图说明
图1是本发明的无线网络节点供电方式框图；
图2是本发明的能力管理单元的电路原理图；
图3是本发明的能量采集装置系统框图；
图4是本发明的能量采集装置电路原理图；
图5是能量转换与匹配等效原理图；
图6是压电元件的电压输出波形图；
图7是控制流程图；
图8是驱动信号产生电路中的部分电路；
图9是图8中各节点的波形图示例。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步详细的说明。
如图1为本发明的电源管理系统的功能框图，压电发电装置将振动转变为
交流电，经压电能量转换装置的处理后形成直流电为能量存储单元充电，能量
存储单元至少包括电池，电池通过能量管理单元连接无线网络节点的电源。本
发明中能量存储单元包括一个恒压充电器和一组可充电电池。
能量管理单元的电路如图2所示，包括智能开关电路X与一个稳压电路Y，
智能开关电路X输入连接电池，输出连接稳压电路Y，稳压电路Y输出连接无
线网络节点的电源。智能开关电路X包括智能开关电路X包括一个用于切断与
导通所述稳压电路输入回路的开关管Q7(开关管Q7为MOS管，源极与漏极
连接在智能开关电路的负输入端与负输出端之间)，还包括一条与能量存储单
元输出端并联的分压支路，开关管Q7的控制端连接在分压支路的分压点上。
当分压点电压达到Q7的控制电压即可导通Q7，分压支路的具体结构包括从智
能开关电路的正输入端到负输入端依次串联的电阻R13、PNP型的三极管Q6和
电阻R14，三极管Q6的射极连接电阻R13，集电极连接电阻R14，开关管Q6
的栅级连接在三极管Q6集电极；三极管Q6基极通过一个稳压管D8连接智能
开关电路的负输入端，三极管Q6的基极与智能开关电路负输出端还设有电阻
R15。
工作原理如下：可充电电池压降施加在电阻R13、三极管Q6集电极与基极、
基极与稳压管D8上，随着能量存储单元被充电，当可充电电池电压达到稳压
管D8的阈值电压时，三极管Q6导通，此时电阻R14上电压使MOSFET Q7
导通，稳压电路的稳压器U12输入端形成通路，稳压器工作，可充电电池放电，
通过稳压器U12驱动无线传感器网络节点，随着可充电电池电压降低，电阻
R14上的压降不足以使Q7导通，Q7截止，智能开关电路断开，稳压电路没有
输入，可充电电池停止放电，继续被充电。智能开关电路的具体电路构成还有
其他本领域技术人员容易扩展的方式，在此不再赘述。
本发明还利用自适应的主动压电能量采集技术，能在宽频带范围内实现基
于振动机械能的无线传感器网络节点功能，延长节点的使用寿命，降低成本。
具体说明如下。
如图3所示的一种自适应主动压电能量采集装置(如图1中的压电发电装
置、压电能量转换单元和能量存储单元)，主电路与其控制单元构成，与现有
技术类似，本发明的主电路包括用于将外部激振力的振动能量转换为电能的压
电元件，压电元件通过电感L1输出连接一个由二极管构成的全桥整流单元，该
全桥整流单元的直流侧通过一个DC/DC单元输出连接一个能量存储单元，全桥
整流单元与DC/DC单元之间还设有一个充电电容C1。
在全桥整流单元的每个二极管上均并联有一个开关管Q1-Q4，将DC/DC单
元设置为Buck电路，该Buck电路中的开关管Q5接在所述充电电容C1的正极端。
类似于主动采集电荷技术，Q5一般处于截止状态，当整流单元的直流侧达到一
定值时，Q5导通对能力存储单元进行充电。而Q1-Q4的控制取决于三个输入量，
这三个输入量分别是：外部激振力的振幅，整流桥交流侧的电流以及充电功率。
为了获得这三个输入量，对主电路和控制单元进行相应改进：全桥整流单元的
交流侧设有电流采集器，Buck电路的输出端设有功率采集器，主电路中还设有
一个用于采集外部激振力频率的加速度传感器；控制单元输入采样连接所述加
速度传感器的输出信号、功率采集器的功率信号、电流采集器的电流信号；控
制单元输出控制连接所述全桥整流单元各二极管的并联开关管Q1-Q4、Buck电
路的开关管Q5的控制端。
如图4，给出了图3方案的一种具体的实施方式，控制单元包括MCU，MCU
产生最优电压相位信号，该最优电压相位信号、加速度传感器的输出信号以及
电流采集器的输出信号作为输入连接到一个驱动信号产生电路，该驱动信号产
生电路输出触发信号控制开关管Q1-Q4。MCU产生最优电压幅值信号，该最优
电压幅值信号输出到Buck电路的开关管Q5的控制端。驱动信号产生电路还包
括用于避免上下桥臂同时开通的死区生成单元。
电流采集器为一个电流检测单元，该电流检测单元通过检测串设在整流单
元交流侧的采样电阻Rsense1的两端电压差检测电流。功率采集器为一个电流
采集单元，该电流采集单元通过检测串设在DC/DC单元输出端的采样电阻
Rsense2的两端电压差采集电流和/或功率。本实施中，能量存储单元包括一个
恒压充电器，该恒压充电器输出连接电池组，所以，可以由一个电流采集单元
通过采样电流而获知充电功率。全桥整流单元各二极管的并联开关管Q1-Q4、
所述Buck电路的开关管Q5均为MOSFET。
这种方式下，控制单元不仅包括MCU及其外围电路，还包括驱动信号产生
电路、电流检测单元、功率采样单元等，这些单元电路由相应的集成或分立器
件搭建而成。实际上，作为其他实施方式，也可以采用具有相应功能的MCU，
将上述三个输入量均输入MCU，由MCU运算处理直接输出触发控制信号；电
流检测单元、功率采样单元采集的信号，只要保留主电路中的采样电阻
Rsense1，Rsense2，也可以由具有AD功能的MCU直接采集。上述扩展根据以
上实施例，本领域技术人员很容易做出，所以不再过多叙述。
本实施例中，MCU采用MSP430F169微处理器。MSP430F169微处理器
采用低功耗技术，可工作在1.8V～3.6V电压下，有正常工作模式AM和4种低
功耗工作模式LPM1、LPM2、LPM3、LPM4，并可在各种工作模式之间切换。
此外，MSP430F169单片机集成了60K程序存储区、2K的数据存储区、8路快
速12位A/D转换器、双路12位D/A转换器，两个通用连续同步/异步通信
接口(USART)、I2C、DMA数据传送模块和48个I/O口等外围模块。
下面结合图4，对上述三个输入量(振动频率、交流侧电流、直流输出功
率)及两个输出量(最优控制电压相位信号与最优控制电压幅值信号，即Q1-Q5
的触发控制)进行具体说明，这两个输出量共同构成发明内容部分所论述的最
优控制电压，通过控制这两个输出量，使电路实现与振动的匹配，使装置工作
在谐振状态，获得最大机械能，同时减小阻尼周期，提高机械能的转换功率，
电能传输过程中实现阻抗匹配，输出最大电能功率。并且系统振动远离固有频
率时，系统的能量采集功率也不会有很大的降低。
驱动信号产生电路输入加速度传感器的振动频率信号和MCU的最优控制
电压相位信号，振动频率信号为MCU输出的最优控制电压相位信号提供了一
个参考时间坐标，使Q1-Q4的控制触发与振动频率相对应，实现整流频率与振
动频率相同。相关电路部分如图8所示，1到6节点的波形如图9(图9显示
了1到6节点的波形或时序及它们的对比)所示，U9，U10为比较器。标号1
表示激振力信号，标号3为一个反相的激振力信号，标号2表示最优控制电压
相位信号，最优控制电压与激振力存在一个相位差因
此使用激振力作为参考信号时，与最优控制电压比较后，产生相位差为θ的两
个方波信号。经RS触发器后，再经过死区生产单元，使信号之间产生死区延
时，再输入由电流检测单元输出的信号，产生最终的Q1-Q4的触发信号，由图
4可知，电流检测单元由一个减法器U1串设一个比较器U2而成，通过比较器
生产逻辑信号，该逻辑信号能够影响Q2、Q4的触发信号。
压电转换的过程如下：
(1)外界环境振动，压电元件通过压电效应产生交流电能，经两极输出线传
输到桥式整流单元。
(2)整流单元把交流电能转换为直流电，对电容C1充电，当电容C1的电压
达到最优控制电压时，MOSFET管Q5导通，传输电能到能量存储单元，如果电
容C1的电压低于最优控制电压，MOSFET断开，继续对电容C1充电。
(3)同时，全桥整流器中的4个MOSFET管应用最优控制电压到压电元件，提
高装置的电能输出功率。如图6所示，具体工作过程为：状态1时，Q2、Q3
断开，Q1闭合，Q4受电流检测单元输出的逻辑信号影响，调节压电元件两极
电压翻转时产生的大电流，减小功耗。状态2时，MOSFET Q1、Q4闭合，Q2、
Q3断开，压电元件输出电压为正，且大小等于整流电压。状态3时，MOSFET Q1、
Q3、Q4闭合，Q2受电流检测单元输出的逻辑信号影响，减小功耗。在状态1、
2、3时，正的最优控制电压作用于压电元件，提高电能输出功率。
状态4时，Q1、Q4断开，Q3闭合，Q2受电流检测单元输出的逻辑信号影响。
在状态5时，Q2、Q3闭合，Q1、Q4断开，压电元件为负电压，且大小等于整
流电压。状态6时，Q1、Q2、Q3闭合，Q4受电流检测单元输出的逻辑信号影
响。在状态4、5、6时，负的最优控制电压作用于压电元件，提高电能输出功
率。
(4)当振动的幅值增大时，采样功率增大，相应的最优控制电压幅值信号也
增大，反之亦然；当振动频率大于装置固有频率时，采样功率减小，最优控制
电压幅值信号增大，最优控制电压相位信号增大，当振动频率小于装置固有频
率时，采样功率减小，最优控制电压幅值信号增大，最优控制电压相位信号减
小。
如图7所示，最优控制电压的产生过程可简化为5步：其中Ustep、θstep
均为预设的增量值，初始电压通过相关计算得到。duty表示功率，Phase表示
相位。
第一步：MCU设定一个初始的控制电压，它的幅值和相位分别记为Um1和θ
1，记录此时可充电电池的功率为P1。
第二步：改变控制电压幅值为Um1+Ustep，相位不变，记录可充电电池的功
率为P2。
第三步：如果P2＞P1，则新的控制电压幅值为Um1+Ustep；如果P2＜P1，
则新的控制电压幅值为Um1-Ustep，并记录此时的功率值为P3。
第四部：控制电压幅值不变，改变控制电压相位为θ1+θstep，记录此时
的功率为P4。
第五步：如果P4＞P3，则新的控制电压相位为θ1+θstep；如果P4＜P3，
则新的控制电压相位为θ1-θstep。
依次循环上述步骤，就可产生最优控制电压。而且从长期来看，能够达到
压电转换过程中所述的效果。