频移开关调制震荡器 本发明通常涉及到一种远程发射机，特别是涉及到一种调频对称震荡器。
紧致射频(“RF”)发射机广泛地用于远程信号通信系统，主要用于对自动车库门(automatic garage door)系统、电声系统、电视和VCR进行远程控制。在汽车工业中，紧致RF发射机通常被用于远程无开关输入系统以提供对车辆的的远程控制访问，并使能其它的车辆功能，例如，包括报警系统特性和发动机熄火。比较理想的是利用电池供电、具有较高能量效率并具有一个紧致外壳的手持发射机。
在一种公知的紧致远程系统中，RF发射机利用根据通/断转换模式编码的一个预定载频RF发射信号。这个被发射的信号基本上被一个远程接收机所接收。信号一旦被接收，如果需要即被进行处理，然后被作为一个控制信号去控制所述系统的某项功能或特性。
目前，一些紧致远程RF发射机使用一个单一的震荡器提供本机震荡信号。图1示出了一个传统的发射机电路5，该发射机电路5具有一个通常被称之为科尔皮兹震荡器的单一震荡器电路。发射机电路5产生一个本机震荡信号，该信号被利用天线元件L1发射。为简单起见，电路5被认为是在汽车行业中选择的遥控无开关输入系统。
参看详细的的图5，图5的科尔皮兹震荡器包括一个科尔皮兹结构的晶体管Q1和一个输入谐振储能电路。该储能电路通常包括一个诸如表面声波(“SAN”)器件2的谐振器，和一对反馈电容C1和C2。另外，该谐振器还包括一定数量的偏压电阻以帮助晶体管Q1的操作。发射机电路5还包括一个电感器L1，该电感器被用做天线元件，用于发射RF输出信号。
在结构上，晶体管Q1包括基极4、集电极6和发射极8。基极端4被耦合到表面声波谐振器2，集电极6被耦合到电感器L1，而发射极8被经过电阻R3接地。另外，反馈电容器C2被连接在发射极8和地之间，并与电阻器R3并联。反馈电容器C1被连接在集电极6和发射极8之间。并且，第三电容器C3被耦合在电感L1和地之间，用于提供一个大电容，以保持恒定的直流电压。电路5，特别是L1和C3被耦合到一个直流(“DC”)电源输入上，以接收直流偏置输入VIN，该直流偏置输入通常是6V。发射机电路5还接收一个用于对RF载波信号进行编码的数据输入信号VDATA。如上所述，电路5产生一个经过电感L1发射的输出信号。在这个过程中，用做放大器的晶体管Q1和谐振储能电路相结合产生一个谐振信号，该谐振信号被作为一个震荡电流信号提供给电感器L1。电流I到电感L1地导电性接下来使得输出信号被作为电磁场进行发射。
上述科尔皮兹震荡器适用于远程无开关输入系统的RF信号发射。但是，这种震荡器设计只能提供有限量的功率输出。另外，由于这种元件的特有限制，利用用于发射电感L1的较大电感值也不能实现所述功率增加。类似的，从匹配失调的角度来看，通过使元件值最佳化增强输出功率的尝试也是失败的。再有，在晶体管Q1中表现出来的干线到干线电压也试图限制流经所述电路中电流的数量，从而该电路也减小了由给定发射机电路实现的可获得功率输出。
由于对从使用科尔皮兹震荡器的紧致远程发射机中可获得功率作出的限制，在紧致远程发射机的应用方面还会出现另一个问题。通常，紧致远程发射机是便携式的，并且被直接用做系统的接收机。这样，通过用户的手会产生寄生阻抗。这个附加的阻抗减少了发射给接收机的发射能量的数量。这个问题使从传统的科尔皮兹震荡器中可获得能量所受到的限制变得更加明显。
再有，当前的紧致远程发射机使用频移开关(“FSK”)调制方案。这种设计的实现必须使用诸如PIN或矢量二极管等极为昂贵的元件。在这些电路中，PIN或矢量二极管响应所施加控制电压的变化改变电容量。不幸的是这个控制电压是随着提供电压的电池的寿命而变化的。这样，FSK震荡器中心频率就会产生漂移。这个频率漂移现象对于紧致远程发射机的长期功效来讲是不希望的。
从这个问题的角度来看，需要一种频移开关调制震荡器电路，这种电路具有一个没有漂移倾向的可预测中心频率。并且，还需要一种成本更加低廉的频移开关调制震荡器电路。另外，工业上还需要能够降低功耗并具有延长寿命的频移开关调制震荡器电路。
本发明的主要优点就是克服现有技术的限制。
本发明的另一个优点就是提供一种频移开关调制震荡器电路，该电路具有一个没有漂移倾向的可预测中心频率。
本发明的再一个优点是提供一种降低成本的频移开关调制震荡器电路。
本发明还有一个优点是提供一种频移开关调制震荡器电路，该电路降低了功耗并延长了寿命。为了实现本发明的这些优点，公开了一种可以有选择地以第一或第二震荡频率产生震荡的系统。该系统包括一个用于提供震荡输出的震荡器。另外，该系统还包括一个开关器件，用于响应所选择的一个具有电压的信号选择第一或第二阻抗。第一或第二阻抗是独立于所选信号电压单独固定的，从而使得当第一阻抗被提供时，以第一震荡频率产生震荡输出，当第二阻抗被提供时，以第二震荡频率产生震荡输出。
对于本专业技术领域的普通技术人员来讲，通过结合所附权利要求和附图的详细说明，本发明的上述和其它的优点将会便得更加明显。
通过阅读结合附图对非限定实施例的下述描述，本发明将能得到更好的理解。其中：
图1的电路图示出了一个传统的单一科尔皮兹震荡器和发射机电路；
图2的方框图示出了对称震荡器和发射机系统。
图3示出了用于实现对称震荡器和发射机系统的第一电路；
图4示出了用于实现对称震荡器和发射机系统的第二电路；
图5示出了实现串联谐振储能电路的电路；
图6的曲线表示由图2所示对称震荡器和发射机系统实现的电压波形；
图7的方框图示出了一个最佳对称震荡器和发射机系统。
图9示出了实现图7所示系统的第一电路；
图9示出了实现图7所示系统的第二电路；
图10示出了缓冲震荡器和发射机电路；
图11的方框图示出了可在第一或第二频率选择震荡的系统；
图12示出了实现图11所示系统的第一电路；
图13示出了实现图11所示系统的最佳电路。
应当强调：本描述的这些附图都不是按比例绘制的，而仅仅是一个方案表示，并且不试图详细描述本发明的特定参数和结构，这些参数和结构可以通过这里信息的举例说明，由本专业技术领域内的技术人员来确定。
参见图2，该图示出了一个根据本发明第一实施例的对称震荡器和发射机系统10。该系统10包括一个用于产生具有一个谐振频率的基准信号的谐振器18。谐振器18最好包括一个表面声波(“SAW”)器件和最好位于射频(“RF”)频谱范围之内的谐振频率。但是，对于本专业技术领域的技术人员来讲，很明显也可以使用诸如体声波(“BAW”)器件的其它元件实现该谐振器的基本目的。
系统10还包括第一和第二震荡器12和15，其中的每一个震荡器都被用于响应谐振器18的谐振频率产生一个谐振输出。第一震荡器12包括放大器14，该放大器14被用于放大与由谐振器18提供的基准信号相对应的一个输入信号，第一震荡器12还包括一个与放大器14相耦合的谐振电路13，用于响应放大器14的输出产生一个震荡信号。类似的，第二震荡器15包括一个用于放大与谐振器18提供的基准信号相对应的输入信号的放大器16，和耦合到放大器16并用于响应放大器16的输出产生震荡信号的谐振电路17。在这两个震荡器最好包括相同基本元件的情况下，对于本专业技术领域内的技术人员来讲很明显，在仍能实现本发明优点的同时，还可以使用其它的震荡器设计来实现本发明。为了提供一个对称设计，两个震荡器12和15的输出彼此间的相位差是180度，并且其幅值相等。
系统10还包括一个天线11，用于发射具有一个单一频率的输出信号。天线11的输出信号对应于第一和第二震荡输出的和。输出信号和与第一及第二震荡信号之间的关系可以通过了解系统10的输出特性得到最好的理解。比较一下输出阻抗，系统10可以被认为是使用了一种分压器模型。使用这种模型，第一和第二震荡输出表示分压器的一个输入。这个模型还包括与通过由每个震荡器接地看去的阻抗相关的第一阻抗，以及与第一阻抗串联的第二阻抗。第二阻抗是系统10输出阻抗的模型。借助于这个分压器模型，由天线11产生的输出信号表示在第一阻抗两端的电压。因此，尽管电路相同，但从它的对称特性角度来看，由系统10的天线11发射的输出信号在幅值方面不同于震荡输出的和。尽管如此，对于本专业技术领域的技术人员来讲，仍可以想象出在频率或幅值方面将该输出信号从震荡输出的和中有意识地识别出来，并将其组合。
天线11最好包括一个具有直流(“DC”)中心点的电感器。这个中心点将该电感器划分成第一和第二等效电感器。另外，天线11还包括一个(交流“AC”)对称震荡点，该交流对称震荡点沿着天线11提供一个位置，在这个位置处，第一和第二震荡器12和15震荡输出的交流电压幅值基本为零。从直流和交流中心点来看，实现了一个“对称”震荡器。
用于谐振电路13和17的紧密度容限并不是本发明对称震荡器所必须的。这个好处是通过直流中心点和交流中心点以及它的对称电路实现的。另外，天线11最好将两个震荡器的输出作为单一的主频率进行发射，与谐振电路13和17相关的容限对于系统10的整个操作并不是太关键的。
在本发明的另一个实施例中，天线11包括一个中心抽头变压器的原边绕组，该原边绕组将第一和第二震荡器12和15的震荡输出发射给副边绕组。利用这种配置，副边绕组通过发射震荡输出可以被用做本身的天线。但是，这种配置最好用于低频操作。假定所述操作是在另一个频率之下进行的，那么，输出电感器将与滤波器和匹配电路一起使用来发射震荡输出。
参看图3，该电路示出了实现图2所示对称震荡器和发射机系统的电路20。对称震荡器和发射机电路20包括第一和第二伪科尔皮兹震荡器。这两个伪科尔皮兹震荡器彼此之间是对称的，并共享一个公用的储能电路和一个与功率输出效率相关的震荡电流I。这里所描述的电路20特别被应用于汽车远程无开关输入系统中。但是，本专业技术领域的技术人员可以很容易地想象到其它的应用。
根据更加详细的描述，电路20包括一个对称震荡器结构，它包括两个用于产生本机震荡信号的伪科尔皮兹震荡器。震荡器电路包括第一晶体管Q2和第二晶体管Q3，这两个晶体管与位于它们之间的谐振器器件22相耦合。谐振器器件22被用做串联谐振输入储能器，以用于产生和稳定震荡电流信号I。这样，可以实现谐振RF载波频率。
第一和第二晶体管Q2和Q3中的每一个最好都包括一个双极结形晶体管(“BJT”)。但是，对于本专业技术领域的技术人员来讲，使用诸如逆变结双极晶体管等也是很明显的。根据另一个实施例，晶体管Q2和Q3中的每一个都是MMBTH10型双极晶体管。
晶体管Q2和Q3中的每一个都工作于放大状态，以提供用于稳定状态工作的单一回路增益。第一晶体管Q2包括分别为30、32和34的一个基极、一个集电极和一个发射极。同样的，第二晶体管Q3包括分别为36、38和40的一个基极、提供集电极和一个发射极。晶体管Q2和Q3中的每一个都被结构成具有储能LC电路和正反馈的伪科尔皮兹震荡器。一个本领域内的普通技术人员应当理解，各种其它晶体管震荡器结构都可以替换上述配置去实现同样的基本目的。
谐振器22分别经过谐振输出线42和44耦合在晶体管Q2和Q3基极端30和36之间。所示出的谐振器22具有一个在压电基底上形成的金属图形阵列。谐振器22进行有益的操作以稳定载波信号的震荡。谐振器器件22最好包括一个串联谐振输入储能电路表面声波(“SAW”)器件。但是，根据另一个实施例，SAW谐振器是由合为整体的一个RF单片构成并销售的R02073 SAW谐振器。
电路20还包括一对输出储能电路。每个输出储能电路包括一个电容器和一个电感器。第一输入储能器包括第一电感器L2，第二输入储能器包括第二电感器L3。电感器L2和电感器L3作为天线发射元件工作，以响应公用共享震荡电流信号I发射输出信号。第一电感器L2被耦合在晶体管Q2的集电极端32和节点28之间，同时，第二电感器L3被耦合在晶体管Q3的集电极端38和节点28之间。因此，电感L2和L3以串联形式共同连接到节点28。电压输入源24被耦合到电感L2和L3之间的节点28上，用于向它提供直流电压输入VIN。根据本发明的一个例子，电压输入信号VIN是一个+3伏的直流信号。在电感L2和L3之间施加的这个+3伏电压对晶体管Q2和Q3进行偏置，以实现所需的增益。电感L2和L3中的每一个都作为天线使用，用于发送和发射表示具有预定载波频率震荡信号的电磁场。
电路20还包括分别经过电阻R6和R7耦合到谐振器上的数据输入端26。数据输入端26被用于接收一个施加于SAW谐振器22两端的通/断数据输入信号VDATA。谐振器输出线42和44还被经过相应电阻R5和R6耦合到地。数据输入信号VDATA对具有一种调制模式的载波信号进行编码以在载波信号上提供信息。虽然本专业技术领域内的普通技术人员可以很容易的使用包括脉宽调制(“PWM”)和幅值调制(“AM”)的其它方案进行代替，但最佳调制格式还是频移开关(“FSK”)格式。在载波信号上提供的信息可以控制或启动诸如门锁启动机构以及电路20通/断操作的各种系统操作。可以通过手动控制经过诸如按钮盘、开关或其它脉冲驱动施加装置启动数据输入信号VDATA。
SAW谐振器22被提供给输入储能电路，该电路通常是由一对伪科尔皮兹震荡器共享的。电感器L2与电容器C4和C5相结合形成了第一输出储能电路。类似的，电感器L3和电容器C6和C7相结合构成了第二输出储能电路。在谐振串联输入储能器稳定谐振信号震荡的同时，输出储能器提供RF输出信号的发射。电容器C4和C5还建立了一个分压网络以及一个到晶体管Q2的正反馈通路。同样，电容器C6和C1建立了一个分压器和一个到晶体管Q3的正反馈通路。通过减少反之将被晶体管Q1和Q3的每个周期所需要的能量的数量，能量被有效地存储在电容器C4到C7和电感器L2和L3之中，以增强发射效率。
参看图4，电路20还可以被结构成包括一个中心抽头变压器46，用以代替第一和第二电感器L2和L3。为此目的，该中心抽头变压器46包括一个具有第一原边绕组部分48a和第二原边绕组部分48b的原边绕组。第一原边绕组部分48a和第二原边绕组部分48b最好具有基本相同的尺寸。电压输入源24被耦合到位于原边绕组部分48a和48b之间中心抽头49处，以向它提供直流电压输入VIN。
中心抽头变压器46还包括一个与原边绕组部分48a和48b相邻配置的副边绕组50。变压器46被用于形成原边绕组部分48a和副边绕组50之间的第一磁耦合，和原边绕组部分48b和副边绕组50之间的第二磁耦合。副边绕组50接下来被耦合到滤波器和匹配网络52的两端。一对从滤波器和匹配网络52延伸的输出线被耦合到一个发射电感器L4上，用于从中发射输出电磁场。
根据图4所示的另一个实施例，中心抽头变压器46的第一和第二原边绕组部分48a和48b中的每一个都产生一个电磁场，以响应经过它们发射的震荡电流。来自原边绕组部分48a和48b中每一个部分的电磁场由此而被发射并引入中心抽头变压器46的副边绕组50。引入到副边绕组50中的信号被相加到一起。相加后的信号接着被滤波，以删除不希望的噪声，并经过滤波和匹配网络52进行阻抗匹配。滤波和阻抗匹配后的信号然后经过发射电感器L4以发射单一的发射输出信号。中心抽头变压器46的使用有利于分离偶次谐波，并通常能更好地实现对单一发射输出信号发射的增强控制。
应当理解，SAW谐振器22是一个串联谐振输入储能电路，该电路可以使用另一个可比较的串联谐振频率稳定器件来实现。作为SAW谐振器22的另一个例子，该串联谐振储能电路包括一个体声波(“BAW”)器件，晶体器件、微带线或任意能够实现上述稳定信号震荡的其它串联谐振结构或器件。
特别参看图5，在该图中，利用一个串联谐振储能道路60代替了图2-4所示的SAW谐振器22。这里，串联谐振电路60包括一个电阻器RM、一个电容器GM和一个电感器LM。这些元件中的每一个都被串联连接，以建立一个串联谐振储能电路60。该储能电路60的谐振频率通常取决于电感器LM和电容器CM的规格。
在工作过程中，电路20经过电压输入源24接收直流输入电压信号VIN。还可以经过数据输入端26接收数据输入VDATA，以利用一个预定的调制方案对载波信号进行编码。最初，电路20形成一个谐振信号，该信号启动并建立一个具有在已知频率处产生震荡的准备状态能量电平。在这个过程中，晶体管Q2和Q3响应噪声或其它被引入的信号在集电极端38和发射极端40之间循环和组合，直到达到准备状态为止。
在启动期间，每个放大级提供超过一个单位的增益。在准备状态下，每个放大级的增益等于或稍大于任意能量损失的计数单位。具有SAW的谐振器22的串联谐振储能电路保持和保证电路20之内信号震荡的稳定性。震荡信号然后通过流经天线发射元件、即电感L3和L2的电流信号表现出来。另外，经过电容器C4和C5以及电容器C6和C7提供的反馈通路建立了一个相位延迟，该相位延迟调节回路时间以实现所希望的频率。
参看图6，该图示出了由本发明第一实施例实现的电压波形的图形表示。这里，图2所示电路20的电感L2和L3中的每一个电感响应公用共享震荡电流信号I，通过单独的电磁场发射具有相同载波频率的两个单独的信号。这些来自电感L2和L3的发射输出信号和总和发射输出由图6的波形66表示。由电感L2发射的第一发射输出信号被表示为电压波形62，而由电感L3发射的第二发射输出信号被描述为电压波形64。电压波形62和64的特征在于它们具有相等的幅值和彼此近似180度的相移关系。所发射的发射信号62和64相对于电压地28进行测量，并因此而表现出上述的180度的相移。当波形62和64两者都相对于节点28进行测量时，与公用共享电流信号I相关的波形62和64的和导致了表示单一发射输出信号66的电压波形。因此，可以使用本发明的一对对称震荡器和输出储能器来实现输出信号66。
在一个实施例中的单一发射输出信号66的频率大约是315KHz。因此，来自第一和第二输出储能器的电感L2和L3的的输出是一个对称信号，该信号与节点28极为相关，节点28最好被设置为直流+3伏。相反，由本发明另一个实施例的中心抽头变压器46建立的单独的多个发射信号可以被求和，然后在发射之前被进行滤波和阻抗匹配。
参看图7，该图示出了一个缓冲对称震荡器和发射机系统70。系统70包括一个用于产生具有一个谐振频率的基准信号的谐振器72。谐振器72最好包括一个表面声波(“SAW”)器件，和最好位于射频(“RF”)频谱范围之内的一个谐振频率。对于本专业技术领域之内的技术人员来讲，很明显也可以使用诸如体声波(“BAW”)器件的其它元件去实现谐振器的基本目的。
系统70另外还可以包括第一和第二震荡器74和76，其中的每一个都被用于响应谐振器72的谐振频率产生震荡输出。第一震荡器74包括一个用于放大与由谐振器72产生的基准信号相对应的一个输入的放大器78并包括一个与放大器78相耦合的谐振电路80，该电路80被用于响应放大器78的输出产生一个震荡信号。类似的，第二震荡器76包括一个用于放大与由谐振器72产生的基准信号相对应的一个输入的放大器82，并包括一个耦合到放大器82上的谐振电路84，该电路84被用于响应放大器82的输出产生一个震荡信号。在这两个震荡器最好包括相同基本元件的同时，对于本专业技术领域以内的技术人员来讲很明显，在实现本发明优点的情况下，可以实现其它的震荡器设计。为了提供对称设计，两个震荡器74和76输出的彼此相位差是180度，并且幅值相等。
作为使诸如在工作期间由于用户的手在拿或碰一个密致远程RF发射机时所引起的那些寄生阻抗最小化的装置，系统70还包括第一和第二缓冲器86和88。第一和第二缓冲器分别使谐振电路80和84与天线100相互隔离。为此目的，第一缓冲器86包括一个缓冲放大器90，该缓冲放大器90与谐振电路93相耦合，第二缓冲放大器88包括一个也被耦合到谐振电路93上的缓冲放大器96。谐振电路93包括一个串联或并联调谐谐振储能器和一个发射元件100。利用这种配置，从沿着通过震荡器74和76所建立通路的天线100直流中心点看去，系统70的输出阻抗被减小，并且，电流增加。这个借助于电流增益的阻抗减小和电流增加导致了在由天线100发射的输出信号中包含有大百分比的第一和第二震荡信号。由于在输出信号中包含有大百分比的第一和第二震荡信号，可以实现更加强大的输出信号和更加强大的发射机。
另外，系统70还包括一个用于发射具有一个单一频率输出信号的天线100。天线100的输出信号对应于第一和第二震荡输出信号的和。该输出信号与第一和第二震荡信号的关系可以通过了解系统70的输出特性更好地加以理解。由于包括有一个输出阻抗，系统70可以被认为使用了一个分压器模型。使用这种表示，第一和第二震荡器的输出表示到该分压器的一个输入。该模型还包括一个与当从每个震荡器到地的方向看时的一个阻抗相关的第一阻抗，以及与该第一阻抗串联的第二阻抗。第二阻抗是系统70输出阻抗的一个模型。借助于这个分压器模型，由天线100产生的输出信号表示第一阻抗两端的电压。因此，从它的对称性角度来看，由系统70的天线100发射的输出信号不同于震荡输出仅在幅值方面的和。尽管如此，可以理解，对于本专业技术领域内的技术人员来讲很明显，输出信号可以在频率和相位方面从震荡输出的和中有意识的识别出来。
天线100最好包括一个作为谐振电路93一部分并具有一个直流(“DC”)中心点的电感器。这个直流中心点将这个电感器分割成第一和第二两个等效电感。从这个中心点看去，经过每个震荡器建立了对地的高阻抗。另外，天线100包括一个交流(“AC”)对称震荡点，该点沿着天线100提供了一个位置，在该位置处，第一和第二震荡器74和76的震荡输出幅值基本都为零。从交流和直流中心点看去，实现了一个“对称”震荡器。
用于谐振电路80、84和93的紧密度容限对于当前的对称震荡器设计是不需要的。这个好处是借助于直流和交流中心点以及对称电路本身实现的。另外，当天线100最好以一个单一主频率发射两个震荡器输出时，与谐振电路80、84和93相关的容限对于系统70的整个操作并不是至关重要的。
在本发明的另一个实施例中，天线100包括一个用于将第一和第二震荡器74和76的震荡输出发射给副边绕组的中心抽头变压器的原边绕组。借助于这种配置，副边绕组本身可以发射震荡输出。在另一个例子中，可以将输出电感器或类似物与滤波器和匹配电路相结合使用，以发射震荡输出。
在本发明的另一个例子中，还插入了一个器件，用于增加第一和第二震荡输出信号中每一个信号的输出范围。使用前述分压模型，这个器件进一步和更直接地增加了输出功率，从而，减少了系统70对上述定义寄生阻抗的敏感性。该器件最好包括一个电容器(尽管还可以使用其它的阻抗)，该电容器把一个与放大器78和82相关的范围较大的电压分别提供给缓冲放大器90和96。
参看图8，该图示出了实现图7所示缓冲对称震荡器和发射机系统的电路。缓冲对称震荡器和发射机电路110包括第一和第二伪科尔皮兹震荡器。了；两个伪科尔皮兹震荡器彼此是对称的并且共享一个公用储能电路和一个用于功率输出效率的震荡电流信号I。这里所述的电路110特别可与汽车远程无开关输入系统共用，但是，对于本专业技术领域内的技术人员来讲，其它的应用也是很明显的。
根据更加详细的描述，电路110包括一个对称震荡器结构，该震荡器结构包括两个伪科尔皮兹震荡器电路，用于产生本机震荡信号。震荡器电路包括第一晶体管Q4和第二晶体管Q5，这两个晶体管中的每一个都被耦合到在它们之间的谐振器器件112上。谐振器器件112被用做一个串联谐振输入储能器，用于产生和稳定震荡电流信号I。借此，可以实现一个谐振RF载波频率。
第一和第二晶体管Q4和Q5中的每一个最好都包括一个双极结型晶体管(“BJT”)。但是，对于本专业技术领域内的普通技术人员来讲，很明显可以使用诸如递变结双极晶体管(“HBT”)的其它晶体管。根据另一个实施例，晶体管Q4和Q5中的每一个都是MMBTH10型双极晶体管。
晶体管Q4和Q5中的每一个都作为一个放大级进行工作，以提供一个用于准备状态操作的单元回路增益。第一晶体管Q4分别包括一个基极、一个集电极和一个发射极120、122和124。类似的，第二晶体管Q5分别包括一个基极、一个集电极和一个发射极126、128和130。晶体管Q4和Q5中的每一个都被构成具有调谐LC电路和正反馈的伪科尔皮兹震荡器。本专业技术领域内的技术人员可以理解，各种其它的晶体管震荡器都可以被替换到上述配置中去实现同样的基本目的。
谐振器器件112分别通过输出线132和134耦合到晶体管Q4和Q5的的基极端120和126之间。所示的谐振器112具有一个在压电基底上形成的金属图形阵列。谐振器112进行有益的工作以稳定载波信号的震荡。谐振器器件112最好包括一个串联谐振输入储能电路表面声波(“SAW”)器件。但是，根据另一个实施例，SAW谐振器112是由合为一体的RF单片构成和销售的R02073SAW谐振器。
电路10缓包括一对输出储能电路，这些储能电路与晶体管Q4和Q5相结合形成第一和第二震荡器。每个输出储能电路包括一个电容器和一个电感器；第一输入储能电路包括第一电感器L5，第二输入储能电路包括第二电感器L6。第一电感器L5被耦合在晶体管Q2的集电极端122和节点118之间，第二电感器L6被耦合在晶体管Q5的集电极端128和节点118之间。因此，电感器L5和电感器L6在节点118处被串联连接到一起。一个电压输入源114被耦合在电感器L5和L6之间的节点118上，用于向它提供一个直流电压输入VIN。根据本发明的一个例子，输入信号VIN是+3伏直流信号。在电感器L4和L5之间施加+3伏电压去偏置晶体管Q4和Q5，以实现所需的增益。
再有，电路110包括一个数据输入端116，该输入端116通过相应的电阻R12和R13耦合到谐振器输出线132和134上。数据输入端116被用于接收通/断数据输入信号VDATA，该信号被提供给SAW谐振器112的两端。谐振器输出线132和124中的每一个还经过各自的电阻R11和R14耦合到地。数据输入信号VDATA利用一种调制方案对载波信号进行编码，以在载波信号上提供信息。虽然本专业技术领域内的普通技术人员可以很容易地使用包括脉宽调制(“PWM”)和幅值调制(“AM”)在内的方案进行替换，但是，最佳的调制格式是频移开关(“fsk”)。在载波信号上提供的信息可以控制和/或启动诸如门锁驱动机构以及电路110的通/断操作的各种系统操作。利用手动控制，通过诸如按钮盘、开关或其它脉冲驱动装置的驱动机构，可以启动数据输入信号VDATA的施加。
SAW谐振器112提供了一个输入储能电路，该电路被一对对称震荡器所共享。电感器L5与电容器C8和C9相结合构成第一输出储能电路。类似的，电感器L6与电容器C10和C11相结合建立了第二输出储能电路。在串联谐振输入储能器稳定谐振信号震荡的同时，输出储能器提供RF输出信号的发射。电容器C8和C9还建立了一个分压网络和到晶体管Q4的正反馈通路。类似的，电容器C10和C11建立了一个分压器和到晶体管Q5的正反馈通路。能量被有效地存储在电容器C8到C11和电感器L5到L6中以增强天线的发射效率，从而减小了反之可能将被晶体管Q4和Q5每个周期所需要的能量。
图7中的天线100在本实施例中是由用于发送和发射呈现具有预定载波频率的缓冲震荡信号的电磁场的电感器L7实现的。在另一个实施例中，电感器L7还可以另外包括两个相互串联的电感器，并且，其中的一个电感器具有带有一个公共直流电源的中心点，另一个电感器具有不带有公共直流电源的中心点，所述的公共直流电源包括一个位于两个电感器之间的接地电阻。
电路110还提供一个装置，用于使寄生阻抗的影响最小化。为了实现本发明这个方面的目的，描述了图7所示的缓冲器86和88。电路110还包括第三晶体管Q6和第四晶体管Q7，第三晶体管Q6和第四晶体管Q7最好都包括一个双极结型晶体管。但对于本专业技术内的技术人员来讲，很明显可以使用诸如递变结双极型晶体管(“HBT”)来取代它。根据另一个实施例，第三晶体管Q6和第四晶体管Q7中的每一个都是MMBTH10型双极晶体管。
第三晶体管Q6和第四晶体管Q7中的每一个都被用做一个缓冲器，用于缓冲由它们各自的伪科尔皮兹震荡器产生的第一和第二震荡输出信号。晶体管Q6和第一辅助储能器以及与晶体管Q4相关的输出谐振储能器相耦合，晶体管Q7与第二辅助储能器以及与晶体管Q5相关的输出谐振储能器相耦合。第一和第二辅助储能器在图7中被表示为谐振电路93。由于这样做的结果，基本上减小了电路110的输出阻抗，所以，由天线L7最后发射的输出信号增加了第一和第二输出信号的百分比。
晶体管Q6分别包括基极136、集电极138和发射极140，晶体管Q7分别包括基极142、集电极144和发射极146。晶体管Q6的基极136被耦合在电容器C8和C9之间的节点处，晶体管Q4的发射极124也通过该结点与电阻R10相耦合，而它的集电极138被耦合到节点118。另外，发射极140与第一辅助谐振储能器相耦合。第一辅助储能器包括都被接地的电容器C12和R16，以及电感器L7的第一端，该第一端与第二辅助谐振储能器相耦合。类似的，晶体管Q7的基极142被耦合在电容器C10和C11之间的一个节点处，晶体管Q5的发射极130通过该节点与电阻R15相耦合，集电极144与节点118相耦合。另外，发射极146和第二辅助谐振储能器相耦合。第二辅助谐振储能器包括都被接地的电容器C13和电阻R17，以及电感器L7的第二端，该第二端与第一辅助谐振储能器相耦合。本技术领域内的技术人员可以理解，各种其它的晶体管缓冲器都可以代替上述的配置去实现相同的基本目的。
参看图9，该图示出了实现图7所示缓冲对称震荡器和发射机系统的第二电路。图8所示电路150也可以被结构成包括有一个用于增加第一和第二伪科尔皮兹震荡器震荡输出中每一个输出的输出范围的装置。这个装置最好包括分别用于第一和第二伪科尔皮兹震荡器的第一和第二分压电路。
根据更加详细的描述，借助于形成分压电路的第一和第二经过修改的谐振电路，晶体管Q4和Q5中的每一个分别与晶体管Q6和Q7相耦合。就晶体管Q4而言，它的集电极122被耦合到电容器C8，发射极124被耦合到电容器C9和C14以及电阻R10。另外，电容器C8在到晶体管Q6的一个输入节点处与电容器C14相耦合。类似的，晶体管Q5的集电极128被耦合到电容器C10，发射极130被耦合到电容器C11和C15以及电阻R15，电容器C10还在到晶体管Q7的一个输入节点处与电容器C15相耦合。晶体管Q6和Q7的基极136和142由晶体管Q4和Q5在电容器C8和C14以及电容器C10和C15分别被耦合到一起以产生较大振幅的一个点处馈能。
另外，在VDATA和这里祥述的修改后谐振电路之间提供了一个电阻网络。就晶体管Q6而言，电阻R19与晶体管Q6基极136的输入节点相耦合，电阻R18从基极136的输入节点接地。这样，电阻R18与电容器C14和C19相互并联。类似的，电阻R20与晶体管Q7基极142的输入节点相耦合，电阻R21从节点基极142的这个输入节点接地，从而使得电阻R21与电容器C15和C11相互并联。在这种情况下，在电阻R18和R21两端建立起来的输出范围基本上是增加的。从附加分压器的角度来看，这个增加被认为是由于分别使晶体管Q4和Q5的集电极电压接地而使基极136和142被重新置位以及它们的相关范围引起的。在一个实施例中，由于使用了用于上述电容器和电阻元件的某些值，电压范围增加了百分之百。
参看图10，该图示出了缓冲震荡器和发射机电路160的另一个实施例。电路160包括三个功能级：伪科尔皮兹震荡器162，缓冲器164和输出系统166。这里所描述的电路160特别可应用于汽车远程无开关输入系统。但是，本专业技术领域内的普通技术人员可以很容易地予见到其它的应用。
根据更加详细的描述，震荡器162包括一个科尔皮兹结构的晶体管Q10和一个输入谐振储能电路。该储能电路通常包括诸如表面声波(“SAW”)器件172的一个谐振器，一对反馈电容器C16和C17，电感器L8，以及一个用于提供大电容值以保持恒定直流电压的电容器C19。另外，震荡器还包括一定数量的偏置电阻，用于帮助晶体管Q10的适当工作。晶体管Q10基本上提供一个用于备用状态的单位回路增益。
从结构上讲，晶体管Q10包括基极176、集电极178和发射极180。基极端176被耦合到表面声波谐振器172集电极178被耦合到电感器L8，发射极180经过电阻R24接地。因此，反馈电容器C16被耦合在发射极180和地之间，并与电阻R24并联，反馈电容器C17被耦合在集电极178和发射极180之间。电容器C19被耦合在地和VIN之间。
晶体管Q10通过电感器L8被耦合到直流(“DC”)电压源170，以接收通常是6V的直流输入VIN。震荡器162还接收数据输入信号VDATA，以借助于形成分压电路的电阻网络对RF载波信号进行编码。数据输入端168被用于接收通/断数据输入信号VDATA，该信号被提供给SAW谐振器172。数据输入信号VDATA利用一种调制方案对载波信号进行编码。最佳的调制格式是频移开关(“FSK”)，尽管本专业技术领域内的技术人员可以很容易地使用包括脉宽调制(“PWM”)和幅值调制(“AM”)的其他方案来替代它。在载波信号上提供的信息可以控制和/或启动诸如门锁驱动机构，以及电路160的通/断操作的系统工作。可以利用手动控制通过诸如按钮盘、开关或其它的脉冲驱动装置的驱动装置启动数据输入符号VDATA的施加。利用这种结构，用做放大器的晶体管Q10和谐振储能电路相结合产生一个震荡输出信号。
晶体管Q10和Q11中的每一个最好都包括一个双极结型晶体管(“BJT”)。但是，很明显，本专业技术领域内的普通技术人员也可以使用诸如递变结双极晶体管(“HBT”)的晶体管来代替它。根据另一个实施例，晶体管Q2和Q3中的每一个都MMBTH10型双极晶体管。
谐振器器件172被耦合在晶体管Q10的基极176和地之间，谐振器170执行有益的工作以稳定载波信号的震荡。谐振器器件172最好包括一个串联谐振输入储能表面声波(“SAW”)器件。但是，根据另一个实施例，SAW谐振器172是利用合为一体的RF单片构成并销售的R02073SAW谐振器。
缓冲器164使通过这里祥述的各种装置而引起的寄生阻抗的影响最小化。为了实现这个目的，缓冲器164包括一个晶体管Q11以及由电感器L9和电容器C16组成的缓冲谐振储能器。晶体管Q11包括基极184、集电极186和发射极182。缓冲器164在两个节点处与震荡器162相耦合。首先，缓冲器164通过直流(“DC”)电压源170在集电极186处接收直流偏压输入VIN，在这里，震荡器162的L8也被偏置。缓冲器164还与震荡器162在晶体管Q10的发射极端180和晶体管Q11的基极端184处相耦合。
输出级166与缓冲器164相耦合，用于发射震荡信号。具有在谐振频率下震荡输出的缓冲器164的输出被传送给级166的两端。级166还包括一个装置174，用于匹配电路的输出阻抗。最后，输出级166包括一个用于发射生成震荡信号的电感器L10形式的天线。
应当注意，本发明的震荡器和发射机电路可以被安装在一个密致的壳体之内，并优先用于发射控制信号，特别用于遥控无开关输入系统中。对于这种应用，用户可以手工驱动所述的VDATA输入，以利用所选择的信息对载波信号进行编码。然后，借助于输出储能器从发射机电路中发射载波信号和调制信息。通常被安装在车辆上的接收机接收所发射的信号，对调制信息进行译码，启动和/或执行诸如锁定或不锁定车门、启动或不启动报警系统等的选定的操作。与传统的装置相比，这些电路有益于增加功率输出和保持其中有效能量的使用。
再有，很明显，本发明的这些实施例可以使用各种规格的元件，这些元件可以在不脱离本发明的基础上进行修改。作为一个例子，电感器L8和L9中的每一个都提供近似于40nH的电感。电容器C17和C18中的每一个可以具有近似4.7pF的电容值，而电容器C16的电容值约为22pF。电阻R23的阻值约为15KΩ。电阻R22的阻值约为6.8KΩ，电阻R24的阻值约为180Ω。
参看图11，该图示出了一个可选择在第一或第二频率进行震荡的系统200的方框图。系统200包括一个用于在f1或f2产生震荡输出的震荡器220和一个用于发射震荡输出的天线225。震荡器220通常包括一个诸如是BAW的SAW的谐振器(未示出)，用于产生频率信号；包括一个放大器(未示出)，用于放大基准信号；还包括一个谐振电路(未示出)，该谐振电路包括一个电感器和一个电容器，用于响应放大基准信号的放大器产生震荡输出。在本发明的一个实施例中，震荡器220是一个科尔皮兹震荡电路。在本发明的另一个实施例中，震荡器220包括一个对称震荡器结构。
再有，系统200包括一个转换装置205。该转换装置205响应选择信号210向震荡器220提供第一(Z1)或第二(Z2)阻抗215。这种结构的结果是，当第一阻抗(Z1)被提供给震荡器220时，系统200的震荡输出以第一频率f1震荡。而当第二阻抗(Z2)被提供给震荡器220时，系统200的震荡输出以第二频率f2震荡。
转换装置205在第一(Z1)和第二(Z2)阻抗215之间转换所选信号210的电压电平。这样，当所选电压信号210处于第一电压电平时，第一阻抗(Z1)被使能，而当所选信号210处于第二电压电平时，第二阻抗被使能。再有，与已知技术不同，第一(Z1)和第二(Z2)阻抗215中的每一个都具有与所选信号210的电压电平无关的固定阻抗值。因此，本发明所提供的第一和第二阻抗都不易漂移。
在本发明的最佳实施例中，开关器件205包括一个双极结型晶体管。其结果是开关器件205响应选择信号210而在工作的饱和模式和工作的截止模式之间进行转换。为了消除在饱和模式和截止模式转换期间由于晶体管落入工作的驱动模式而引起的不希望的反射，还加入了一个滤波器(未示出)。
参看图12，该图描述了实现图11所示系统的第一实现电路230。第一实现电路230包括一个震荡器235和一个调制器240。震荡器235包括一个科尔皮兹震荡器。但是，对于本专业技术领域内的技术人员来讲，很明显可以利用其它的震荡器结构来实现震荡器235。
科尔皮兹震荡器235包括晶体管Q13和一个输入谐振储能电路。该谐振电路通常包括一个诸如表面声波(“SAW”)器件245和一对反馈电容器C22和C23。另外，震荡器235还包括一定数量的偏置电阻，以帮助晶体管Q13的适当工作。第一实现电路230另外还包括一个电感器L11，该电感器被用做天线，以发射生成的震荡输出信号。
从结构上讲，晶体管Q13包括一个基极、一个集电极和一个发射极。基极端与表面声波谐振器245向相耦合，集电极端被耦合到电感器L11，而发射极端通过电阻R31接地，另外，反馈电容器C23被耦合在发射极和地之间，并与电阻R31并联，反馈电容器C22被耦合在集电极和发射极之间。另外，第三电容器C24被耦合在电感器L11和地之间，用于提供一个大电容值以保持恒定的直流电压。
第一实现电路230，特别是电感器L11和电容器C24被耦合到直流(DC)电压源上，用于接收通常是6V的直流偏置输入VIN。电路230还借助于开关器件或调制器240接收数据输入信号VPM DATA，用于如上所述的对RF载波信号进行编码，电路230通过电感器L11产生发射输出信号。在这个配置中，用做放大器的晶体管Q13和谐振储能电路相结合产生一个谐振信号，该信号被作为震荡电流信号提供给电感器L11。震荡电流信号流经电感器L11又使得发射输出信号被作为一个电磁场发射出去。
调制器240响应数据输入电压信号VPM DATA提供第一或第二阻抗。第一和第二阻抗中的每一个都是固定的，并且与数据输入电压信号VFM DATA的电压电平无关，由此，当第一阻抗被使能时，流经电感器L11的震荡电流输出具有第一震荡频率，而当第二阻抗被使能时，该电流具有第二震荡频率。
调制器240是利用包括一个晶体管Q12的谐振器电路实现的。虽然可以使用场效应晶体管(“FET”)等，但最好使用双极结型晶体管(“BJT”)作为晶体管Q12。晶体管Q12包括通过输入电阻R26与数据输入电压信号VFM DATA相耦合的基极，耦合在电阻R28和电容器C21之间节点的集电极，和耦合到地的发射极。电阻R28和电容器C21之间的节点提供来自晶体管Q12集电极的固定阻抗。利用这种结构，调制器240在晶体管Q12处于工作截止模式时的单独固定阻抗和该固定阻抗与由于晶体管Q12处在工作饱和模式的结果而引起的阻抗相结合的阻抗之间移动。
调制器240还包括一个滤波器250。滤波器250被用于去除在工作的驱动模式期间由于晶体管Q12的作用而引起的不希望的干扰。滤波器250包括一个电阻R27和一个耦合到地的电容器C20。根据数据输入电压信号VFM DATA的电压电平，晶体管Q12工作于截止模式或工作于饱和模式。但是，数据输入电压信号VFM DATA的电压电平从高到低或从低到高的变化使得晶体管Q12从截止转移到饱和或相反。在这个变化期间，对于这个时间周期来讲，晶体管Q12开始处于线性函数的工作驱动模式。这导致了经过电路230的潜在有害影响。通过加入滤波器250，可以很简单地将这个有害影响减至最小。
参看图13，该图示出了图11所示系统200的最佳实现电路255。这里，电路255包括一个对称震荡器260和一个调制器265。对称震荡器260包括第一和第二伪科尔皮兹震荡器。两个伪科尔皮兹震荡器彼此是对称的，并共享一个公用储能电路和用于功率输出效率的震荡电流信号。
根据更加详细的描述，对称震荡器260包括两个用于产生本机震荡信号的伪科尔皮兹震荡器电路。所述的震荡器电路包括第一晶体管Q14和第二晶体管Q18。这两个晶体管中的每一个晶体管都与位于它们之间的谐振器器件270相耦合。谐振器器件270用做串联谐振输入储能器，用于产生和稳定电流信号驱动电感器L12和L13。通过这种配置，实现了谐振RF载波频率。
第一晶体管Q14和第二晶体管Q18中的每一个最好都包括一个双极结型晶体管(“BJT”)。但是，本专业技术领域内的技术人员很明白可以使用诸如递变结双极晶体管(“HBT”)等来替换它。根据另一个实施例，第一晶体管Q14和第二晶体管Q18中的每一个晶体管都是MMBTH10型双极晶体管。
第一晶体管Q14和第二晶体管Q18中的每一个都被用做一个放大级，用于提供与准备状态工作的单位回路增益。两个晶体管Q14和Q18各自都包括一个基极、一个集电极的一个发射极，并且被结构成具有调谐LC电路和正反馈的伪科尔皮兹震荡器。本专业技术领域内的技术人员可以理解，各种其它类型的晶体管震荡器结构可以被替换到上述配置中去完成相同的基本目的。
谐振器器件270被耦合在晶体管Q14和Q18的基极之间。另外，电阻R34和R40被分别插入到晶体管Q14和晶体管Q18中每一个晶体管的基极和谐振器270之间且其另一端接地，以分别帮助晶体管Q14和晶体管Q18的工作。谐振器270进行有利的工作以稳定载波信号的震荡。谐振器器件270最好包括一个串联谐振输入储能电路表面声波(“SAW”)器件。但是，根据另一个实施例，谐振器270是由合为一体的RF单片构成和销售的R02073 SAW谐振器。
电路255还包括一对输出储能电路。每一个输出储能电路包括一个电容器和一个电感器；第一输入储能器包括第一电感器L12，第二输入储能器包括第二电感器L13。电感器L12和L13中的每一个都被用做天线发射元件，用于响应经过这两个电感器的震荡电流信号发射输出信号。第一电感器L12被耦合在晶体管Q14的集电极和包括电阻R33、第一调制器电阻R38和电压输入信号VIN的一个节点之间。类似的，第二电感器L13被耦合在晶体管Q18的集电极和包括电阻R39、第二调制器电阻R35和电压输入信号VIN的相同节点之间。因此，电感器L12和L13以串联方式在这个节点处被耦合到一起。
一个电压输入源被耦合到所述的节点上，用于向它提供直流电压输入信号VIN。在本发明的一个例子中，电压输入信号VIN是+3V直流信号。在电感器L12和L13之间施加+3V对晶体管Q14和Q18进行偏置以实现必须的增益。电感器L12和L13中的每一个都被用做天线，以用于发送和发射呈现具有预定载波频率的震荡信号的电磁场。
调制器265主要用于响应FM数据输入提供第一或第二阻抗。为此目的，调制器包括通过一个输入电阻R36耦合到谐振器270和一个镜向晶体管电路上的FM输入端。FM输入端被用于接收一个通/断数据输入信号VFM DATA，该信号被通过镜向晶体管电路提供给SAW谐振器270的两端。FM数据输入信号VFM DATA利用一种调制方案对载波信号进行编码，以在载波信号上提供信息。虽然本专业技术领域内的技术人员可以使用包括脉宽调制(“PWM”)在内的其他方案，但是，最佳调制格式是频移开关(“FSK”)格式。
调制器265的镜向晶体管电路包括一对晶体管Q15和Q16。晶体管Q15和Q16中每一个晶体管的基极在耦合FM数据输入电阻R36和滤波器275的节点处互连。为了响应VFM DATA的电压电平在第一和第二阻抗之间移动，调制器包括一对电阻器一电容器分支。该对分支中每个分支的第一支路分别包括电阻R35和R38，它们被耦合在连接电压输入信号VIN、电感器L12与L13的节点和电阻R33与R39之间。每个分支的第二支路包括电容器C27和C29，它们被耦合到谐振器270。在每个分支的每个支路之间的是一个集电极节点，在该节点处，各个晶体管Q15和Q16的每个集电极被耦合。每个晶体管Q15和Q16的发射极被耦合接地。
配置了一个滤波器275，用于消除在处于工作的驱动模式时由于晶体管Q15和Q16的作用而引起的不希望的反射。滤波器275包括电阻R37和耦合到地的电容器C28。根据数据输入电压信号VFM DATA的电压电平，晶体管Q15和Q16工作于截止或饱和模式。但是，数据输入电压信号VFM DATA的电压电平从高到低或从低到高的变化使得晶体管Q15和Q16从截止模式转换到饱和模式或相反从饱和模式转换到截止模式。在这个变换期间，即在这个时间周期内，晶体管Q15和Q16开始工作于线性驱动模式。这导致对电路255的潜在不利影响，由于插入了滤波器275，这个潜在的不利影响可以被减至最小。
SAW谐振器270提供由一对伪科尔皮兹共享的输入储能电路。电感器L12和结合构成了第一输出储能电路。类似的，电感器L13和电容器C30和C31相结合构成了第二输出储能电路。在串联谐振输入储能器稳定谐振信号震荡的同时，输出储能器提供RF输出信号的发射。电容器C25和C26还建立了一个分压网络以及一个到晶体管Q14的正反馈通路。类似的，电容器C30和C31建立了一个分压器和一个到晶体管Q18的正反馈通路。能量被有效地存储在电容器C25、C26、C30和C31以及电感器L12和L13中，从而通过减少反之可能将被晶体管Q14和Q18的每个周期所需要的能量数量增加发射效率。
在借助于所示实施例描述了特定发明的同时，这个描述不意味着对本发明结构的限制。应当理解，虽然以最佳实施例的方式描述了本发明，但是，对于本技术领域内的普通技术人员来讲，很明显可以在不脱离本发明的范围和所附权利要求的基础上，根据这个描述对所示实施例作出各种修改。因此，可以预料所附权利要求将覆盖落入本发明实质范围内的任何这种修改或和实施例。
在整个文件中，所有被引用的美国专利在这里都被作为参考文献。