分集组合方法以及接收机 本发明涉及数字无线系统接收机中的一种分集组合方法，在数字无线系统接收机中采用接收机匹配滤波和最大似然检测，并生成估算信道脉冲响应和脉冲响应的自相关分支，在该无线系统中实际上所有信号处理都作为码元(symbol)出现，所需信号包括预定序列。
本发明还涉及数字无线系统中的一种接收机，该接收机包括一个匹配滤波器，分集分支以及最大似然检测器，接收机生成估算信道脉冲响应以及脉冲响应的自相关分支，在该无线系统中所需信号包括预定序列，并且信号处理作为码元出现。
在无线系统中，基站和用户终端之间的连接的质量不断变化。这种变化起因于无线路径上的干扰因子，以及衰减信道上无线电波随距离和时间的变化。可以例如通过观察接收功率来测量连接质量。连接质量的变化可以通过功率调节来部分予以补偿。
但是，在数字无线系统中，需要比功率测量更精确的方法来估算连接质量。这样，已知的质量参数例如是误码率(BER)和信噪比。
传统方法是利用ML(最大似然)类型检测判决来估算接收信号的信噪比。这样，维特比检测器通常用作ML检测器，而基站和用户终端则是接收机。在已知的方法中，在确定信噪比之前，对接收的信息组全部进行维特比检测。但是，因为维特比算法通常对数字信号处理程序要求很高，从而在接收机允许的处理时间内难以完成，所以必须采用独立的维特比硬件。这在1989年11月Texas的Dallas举办的IEEEGLOBECOM 1989会议上J.Hagenauer和P.Hoeher的论文A ViterbiAlgorithm with Soft-decision Outputs and its Applications中有详细描述，此处并入以供参考。
众所周知，在使用不同分集接收机时需要信号质量估算，通常是信噪比。在分集接收中，最常见的分集接收机在检测前后组合信号，并包括例如选择性组合、最大率组合以及等增益组合。分集信号通常通过维特比检测器检测，在检测之后组合信号。但是，最好在检测之前组合信号，从而实现较大的信号放大倍数。分集接收机例如在1982年美国McGraw-Hill出版地William C.Y.Lee的书Mobile CommunicationsEngineering的第10章，Combining technology，291-335页中有详细描述，此处并入以供参考。
本发明的一个目的是实现一种估算干扰强度的方法，它直接基于接收信号而没有辅以ML检测，并且如果采用分集接收机，则在检测前就能够组合分集信号。
这通过前序中提出的方法实现，其特征在于，通过卷积估算信道脉冲响应和预定序列生成基准信号；利用基准信号和从信道接收的预定序列的不同生成与所需信号相关的干扰强度；生成所需信号的强度值，从而通过将所需信号强度值除以所需信号的干扰强度，生成质量估算；进行分集组合，组合在时域上彼此对应的不同分支的码元，以每个分支的质量估算加权每个分支的匹配滤波器的输出以及脉冲响应的自相关分支。
本发明的接收机的特征在于，接收机包括基准信号装置，用以通过卷积估算信道脉冲响应和预定序列生成基准信号；干扰装置，利用基准信号和从信道接收的预定序列的不同生成与所需信号相关的干扰强度；接收机生成所需信号的强度值，质量装置通过将所需信号强度值除以所需信号的干扰强度，生成质量估算；以及分集分支组合装置，用以组合在时域上彼此对应的不同分支的码元，接收机以每个分支的质量估算加权每个分支的匹配滤波器的输出以及脉冲响应的自相关分支。
本发明具有许多优点。通过本发明的方法，可以直接根据接收信号估算干扰强度，而不需要进行维特比检测。通过避免采用通常应用于ML方法的维特比算法，可以节省用于计算的存储器和时间。生成的干扰强度可以用于估算信道状态，有助于估算坏帧的方法以及调整ML量度(metric)。此外，干扰强度可以用于分集组合，尤其适用于检测前组合多径信号的情况。
下面结合附图中的例子详细描述本发明，在附图中：
图1示出了一种无线系统；
图2示出了GSM系统的正常信息组；
图3示出了接收机的框图；
图4示出了接收机的框图；以及
图5示出了采用分集组合技术的接收机。
本发明的方法和接收机可以应用于GSM无线系统(全球移动通信系统)，但并不局限于此。在图1中，无线系统包括基站1，以及与基站具有双向连接6-8的多个普通移动用户终端2-4。基站1将终端2-4的连接转送到基站控制器5，基站控制器5将它们进一步转送到系统的其它部分，如果需要，将其转送到固定网络。基站控制器5控制一个或多个基站1的运行。在GSM系统中，基站1和终端2-4都不断测量连接质量。
现在让我们详细考察GSM系统中本发明的方案。图2示出了GSM系统的正常信息组，该信息组总共包括148个码元。这些码元包括比特和比特组合。信息组的码元依次包括3个开始码元(TS)10、58个数据码元(数据)11、26个训练序列(TRS)12、58个数据码元(数据)13和3个结束码元(TS)14。在本发明的方案中，以训练序列12和估算信道脉冲响应的函数形式计算基准信号的码元序列，最好是所述序列的卷积。通常可以在函数f(t)和g(t)之间以下述方式生成卷积函数h(t)：h(t)=(f*g)(t)=∫0tf(τ)g(t-τ)dτ.---(1)]]>
下面描述本发明的一种方法应用于GSM系统时的特定情况。信道临时质量估算QE的计算包括两个必要步骤：首先，最好通过卷积估算信道脉冲响应H和训练序列TRS(图2中的训练码元12)生成基准信号YR；其次，例如根据基准信号YR和从信道接收的训练序列Y以类方差形式生成干扰强度作为干扰能量VAR。通过计算卷积可以具有下述优点：基准信号YR的生成方式与信道上的实际信号相同，通过比较该结果与从信道接收的所需信号，可以估算干扰强度。一般可以通过下式计算离散分布的方差VAR：δ2=VAR=Σj(xj-μ)2f(xj),---(2)]]>
其中μ是期望值。干扰强度还可以例如以标准的类偏移方式确定。按照其定义，标准偏差δ是是方差δ2的正平方根。并且，在本发明的方法中，平方差(xj-μ)2可以替换成差的绝对值的任何指数|xj-μ|z，其中z是任何实数。如果以方差类型方式根据基准信号YR和从信道接收的信号计算干扰强度VAR，则具有下述优点：得到的结果直接是干扰的有效值。
因为预定了训练序列TRS，所以可以确定临时估算信道脉冲响应H。通常估算脉冲响应H具有5个码元，即N＝5对码元数N成立。在本发明方法的第一步中，基准信号YR是具有所述估算脉冲响应H的接收训练序列TRS的期望值，它例如按照公式(3)作为估算信道脉冲响应H和训练序列TRS的卷积形式计算。YR(j)=Σi=0N-1HU(i)·(1-2·TRS(j-i))---(3)]]>
其中N是估算脉冲响应H的码元数，对表明需要计算的码元的码元索引j有j≥N成立。码元j在N和26或预定序列中码元数之间遍历，可以得到完整的基准信号YR。使用得到的基准信号YR和包含训练序列的接收信号Y，可以例如通过下式(4)计算其方差类型的干扰强度VAR。VAR=Σi=N26Re(Y(i+offset)-YR(i))2+lm(Y(i+offset)-YR(i))2K---(4)]]>
公式(4)中考虑的码元最大数量是预定序列12的码元数少于估算信道脉冲响应码元数的数量。计算中考虑的码元数可以自由选择。这样，干扰强度VAR作为方差计算，而其分母中的数K并不重要，因为分母必须存在，它仅用于调整干扰强度。这在生成质量估算的步骤中易于观察和修正。公式(4)中，如果将累加过程中使用的码元数设置成除数值K，则方差类型结果的值VAR与每个样本的干扰能量相同，或者如果除数值K为1，则与每个完整序列的能量相同。在公式(4)中使用了I/Q调制符号，码元以复数形式示出。公式(4)中还可以看到一个偏移量，即最好传送接收信号的码元，使得接收信号的码元等于基准信号的码元。
接收的所需信号的强度值E，其值可以是累加过程中需要考虑的码元的振幅强度，或者码元振幅的有效值或另一个对应指数，它可以通过估算信道脉冲响应H、通过基准信号YR或者通过从信道接收的所需信号计算。计算估算信道脉冲响应H的分支的有效值的优点在于，可以得到每个码元的信号能量E。如果使用基准信号I/Q调制的复数码元，例如通过公式(5)来计算能量EE=Σi=N26Re(YR(i))2+lm(YR(i))2---(5)]]>
则可以直接得到基准信号的完整能量。可以以类似方式计算出从信道接收的信号能量。如果对应于能量E的信号归一化平均能量由处理装置24按照现有技术生成，则不需要分别计算。所需信号的强度值可以直接根据所需信号按照公式(5)计算，但是基准信号YR的码元被替换成所需信号Y的码元。
最好如公式(6)所示生成干扰强度的倒数，从而得到临时信道质量估算QE。QE=1VAR·---(6)]]>
当码元数用作公式(4)中除数值K时，将每个码元的信号能量E除以每个码元的噪声能量VAR，从而还可以按照公式(7)生成质量估算QE。QE=EVAR---(7)]]>
另一种按照公式(7)计算质量估算QE的优选方式是，当公式(4)中的除数值K为1时，将整个信号能量E除以整个噪声能量VAR，并且避免不必要的除运算，因为这种情况下公式(4)和(5)实质上包含相等数量的待累加的元。当接收机包括若干分集分支时，不同分集分支的信号分量和估算脉冲响应的自相关分支以每个分支的质量估算QE加权。最好在匹配滤波器中的信号分量生成时将其乘上估算脉冲响应的自相关分支来完成加权。
最好分别为每个信息组质量估算QE，因为即使在较短时间中连接质量仍然变化很大。
现在让我们详细考察本发明的蜂房无线系统中的接收机，其框图通过图3的重要部件示出。基站和用户终端可以充当本发明的接收机。该接收机包括天线21，用以将接收的所需信号传输到射频部件22，射频部件22将信号转换成中频。信号从射频部件传送到转换装置23，转换装置23将信号从模拟形式转换成数字形式。数字信号传送到预处理装置24，预处理装置24可以对信号进行例如滤波，可以去除DC偏移，可以控制数字信号的自动放大，并可以解调该信号。匹配信道的滤波器25将信道上失真的信号恢复成具有较低码元差错概率的原始数据流。装置26生成信道脉冲响应估算及其有效值。装置27根据脉冲响应信息生成估算信道脉冲响应的自相关分支34。
在数字无线系统中，信道脉冲响应由包含N个码元的一个数字描述。信道脉冲响应通常包含5个码元，即N包含值5。质量估算32(QE)由装置28通过本发明的方法计算，装置28包括装置28a、28b和28c。基准信号装置28a用于根据估算信道脉冲响应和包含在信号中的预定序列生成基准信号30(YR)。干扰装置28b根据基准信号YR和接收的预定序列之间的不同生成干扰强度31。质量装置28c生成本发明的连接的质量估算QE，使得质量估算与所需信号的干扰成反比。接收机还修正基准信号30和预定序列的偏差或信号，即传输时延所引起的码元彼此在对方的时间中传送。最后是接收机的ML检测装置29，它最好是一个维特比检测器，接收匹配滤波器25的输出33，即图2所示接收信息组的不同序列，以及来自装置27的信道脉冲响应的自相关分支34。在该接收机方案中，装置27中的脉冲响应自相关分支34和匹配滤波器25中的所需信号都由质量估算QE加权。检测到的码元是ML检测装置29的输出。
现在让我们详细考察本发明的第二无线系统接收机，它作为第一无线系统接收机的一种可选方案，其框图通过图4中的重要部件示出。该接收机很大程度上与图3的接收机类似。在该接收机方案中，质量估算32(QE)从质量装置28c传送到装置26，装置26生成由质量估算QE加权的脉冲响应，从而质量估算影响匹配滤波器25的输出33，加权正在处理的所需信号。检测码元是ML检测装置29的输出。
图3和4所示方案最好用于多径接收，图5示出了这样一种方案，其中接收机采用分集组合。图5的接收机包括两个分集分支50、51，它们都包括天线41和42，装置43和44则包括例如射频部件22、转换装置23、预处理装置24、匹配滤波器25、信道脉冲响应估算装置26、质量估算的计算装置28，如同图3和4的接收机一样。尽管图5仅示出了两个分集分支，或者信道50、51，但类似的分集组合也可以应用于若干信道。不同信道的估算脉冲响应自相关分支34由装置27生成，它代表了图3和4中装置27的功能。从不同信道到达的信号分量，以及匹配滤波器25的输出33由装置45组合，装置45中例如通过累加或者求平均操作，在需要时还可以通过将信号乘上适当的常量来完成组合。在本发明的方案中，每个分集分支的信号分量由特定分支50、51的质量估算QE加权。在一种极端的加权方案中，仅根据质量估算QE选出最佳信号分量送往检测器29。在组合之后，信号被传送到ML检测装置29。脉冲响应自相关分支的生成装置27的输出34也由装置46例如通过累加或者求平均操作，在需要时还可以通过将信号乘上适当的常量来完成组合。在组合分集分支50、51以及自相关分支34时，最好仅组合时间上彼此对应的码元或者比特。装置46的输出也传送到ML检测装置29。这种方案非常有用，因为如果在检测前组合信号分量，则信号可以得到较大的放大效果。
本发明的方案可以针对采用例如ASIC或VLSI电路的数字信号处理实现。需要完成的功能最好以基于微处理器技术的程序形式实现。
尽管以上结合附图的例子描述了本发明，但显然本发明并不局限于此，在后附权利要求书所公开的创新思想的范围内可以通过不同方式进行修改。