基于BUCKBOOST变换和双向LC谐振变换的均衡电路及实现方法.pdf

本发明公开了一种基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路及实现方法，包括微控制器、Buck-Boost变换、双向LC谐振变换、选择开关模块、均衡母线、动力电池组和滤波电容。本发明电路通过控制Buck-Boost变换的输出电压，并借助于双向LC谐振变换，可实现电池组对电池单体(Pack to Cell)或电池单体对电池组(Cell to Pack)的软开关均衡。本发明具有效率高、控制简单、电路体积小、无开关损耗和易于模块化等优点，并且克服了传统Pack to Cell均衡电路难以处理电池组中某节电池单体电压较高而其他节电池单体处于平衡的情况。

权利要求书1.  基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路，其特征是包括微控制器、均衡母线、Buck-Boost变换电路、双向LC谐振变换电路、选择开关模块、动力电池组，其中，微控制器通过电压检测电路连接电池组的各个单体，电池单体通过选择开关模块连接均衡母线，均衡母线连接双向LC谐振变换的输出端，微控制器通过驱动电路依次连接控制Buck-Boost变换电路和双向LC谐振变换电路，并且通过多路选通开关连接选择开关模块；所述均衡电路有两种均衡模式：电池组对电池单体即Pack to Cell的均衡模式和电池单体对电池组即Cell to Pack的均衡模式；所述电池组对电池单体的均衡模式即微控制器控制选择开关模块将电压最低的电池单体选通至均衡母线，并控制Buck-Boost变换工作在Buck模式，Buck-Boost变换的输出电压高于电池单体最低电压，均衡能量通过双向LC谐振变换，从Buck-Boost变换转移到电压最低的电池单体，实现了能量从电池组流向电压最低的电池单体；所述电池单体对电池组的均衡模式即微控制器控制选择开关模块将电压最高的电池单体选通至均衡母线，并控制Buck-Boost变换工作在Boost模式，Buck-Boost变换的输出电压低于电池单体最高电压，均衡能量通过双向LC谐振变换，从电压最高的电池单体转移到Buck-Boost变换，实现了均衡能量从电压最高的电池单体流向电池组。2.  如权利要求1所述的基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路，其特征是，所述微控制器包括脉冲宽度调制PWM信号输出端和通用IO端，其中通用IO端包括两个部分；所述脉冲宽度调制PWM信号输出端通过驱动电路依次连接Buck-Boost变换电路和双向LC谐振变换电路，用于产生MOS管开关的控制驱动信号；所述通用IO端的一部分端口通过电压检测芯片与电池单体连接，用于将各个电池单体电压转换成数字信号，从而确定电压最低和最高的电池单体；所述通用IO端的另一部分端口通过一个多路选通开关与选择开关模块连接，用于译码微控制器确定的最低或最高电压对应的电池编号，控制选择开关模块将电池组中任意位置的电压最低或最高的电池单体选通至均衡母线上进行均衡。3.  如权利要求1所述的基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路，其特征是，所述Buck-Boost变换电路由两个MOS管Qb1和Qb2、一个电感和四个电容组成，MOS管Qb1和Qb2以串联的方式连接，并且MOS管Qb1并联电容Cb1、二极管Db1，MOS管Qb2并联电容Cb2、二极管Db2，MOS管Qb1漏极连接电容C1的正极，MOS管Qb1源极连接两条支路，一条支路连接MOS管Qb2的漏极，另一条支路连接电感L1，电感L1另一端连接电容C0的正极， 电容C0正极与双向LC谐振变换电路的一端相连，MOS管Qb2的源极连接电容C0的负极，二极管Db1和Db2起续流作用。4.  如权利要求3所述的基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路，其特征是，Buck-Boost变换电路有两种工作模式：Buck和Boost模式；所述Buck模式即能量从电池组流向电池单体；所述Boost模式即能量从电池单体流向电池组；所述Buck-Boost变换工作在零电压开关模式。5.  如权利要求3所述的基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路，其特征是，所述双向LC谐振变换电路包括四个桥臂八个MOS管、一个电容、一个电感，每个桥臂的两个MOS管反向串联，其中由Q1、Q2反向串联组成的左上桥臂的左端连接Buck-Boost输出端电容C0的正极，右端连接电感L；由Q3、Q4反向串联组成的左下桥臂的左端连接电容C0的负极，右端连接电容C的负极；另外两个桥臂中，由Q5、Q6反向串联组成的右上桥臂的左端连接电感L，右端连接电容C2的正极；由Q7、Q8反向串联组成的右下桥臂的左端连接电容C的负极，右端连接电容C2的负极。6.  如权利要求5所述的基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路，其特征是，所述双向LC谐振变换电路在两个状态互补的PWM信号驱动下，工作在充电和放电两种状态。当PWM信号的频率等于双向LC谐振变换的固有谐振频率时，实现零电流开关均衡。7.  如权利要求5或6所述的基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路，其特征是，所述双向LC谐振变换的能量流总是从电压高的一端流向电压低的一端。8.  如权利要求5所述的基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路，其特征是，所述电容C1和C2分别并联在Buck-Boost变换电路的输入端和双向LC谐振变换的右端，用于将高频交流电流滤波成直流电，以减小对电池的损害。9.  应用上述权利要求1-8任一所述的基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路的实现方法，其特征是，包括以下步骤：步骤一：获取电池单体电压：微控制器借助模数转换模块，获取动力电池各单体电压，并确定最高单体电压和最低单体电压以及对应的电池单体标号；步骤二：判断电压：微控制器根据获取的电池单体电压，计算电池组的最大电压差，若其差值大于电池均衡阈值，则启动均衡电路；步骤三：确定工作模式：计算单体最高电压与电池组平均电压之差e1和单体最低电压与电池组平均电压之差e2，若e1>e2，则控制Buck-Boost变换工作在Boost模式，实现电压最 高的电池单体向电池组的能量转移；若e1<e2，则控制Buck-Boost变换工作在Buck模式，实现电池组向电压最低电池单体的能量转移；步骤四：选通电池：根据步骤(3)确定的Buck-Boost变换的工作模式，微控制器通过译码电路控制选择开关模块将Buck模式下最低或Boost模式下最高单体电压对应的电池单体选通至均衡母线上；步骤五：能量传递：若均衡电路工作在电池组对电池单体的均衡模式，微控制器控制Buck-Boost变换电路工作在Buck模式，实现能量从电池组到Buck-Boost变换的转移，并控制双向LC谐振变换在Buck-Boost变换和电压最低的电池单体之间不断切换，从而实现能量从Buck-Boost变换到电压最低的电池单体的转移；若均衡电路工作在电池单体对电池组的均衡模式，微控制器控制Buck-Boost变换电路工作在Boost模式，实现能量从Buck-Boost变换到电池组的转移，并控制双向LC谐振变换在Buck-Boost变换和电压最高的电池单体之间不断切换，从而实现能量从电压最高的电池单体到Buck-Boost变换的转移。10.  如权利要求1所述的基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路，其特征是，所述步骤五中，Buck-Boost变换工作在零电压开关模式；当微控制器发出的PWM频率等于双向LC谐振变换的固有谐振频率时，双向LC谐振变换工作在零电流开关模式，即均衡电路工作在软开关状态，减小了开关损耗。

说明书基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路及实现方法
技术领域
本发明涉及一种基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路及实现方法。
背景技术
全球正面临着前所未有的能源和环境危机，备受世界关注。电动汽车具有节能环保的特点，是解决这一重大危机的关键途径，已成为未来汽车工业发展的必然趋势。大规模电动车作为移动储能装备将是第三次工业革命(能源互联网)的重要支柱。而锂离子电池因其高能量密度、低放电率和没有记忆效应，作为动力源广泛应用在电动汽车和混合电动汽车中。但是受到电池制造技术和电源管理系统的技术制约，动力电池使用过程中需要大量单体多级串并联才能够提供足够的供电电压和驱动功率。但是这类电池串联使用时，容易由于容量的不均衡问题造成部分电池单体过充电与过放电，极大地影响了动力电池组的使用寿命和安全性。因此，必须对电池组进行均衡管理。显而易见，作为电池管理系统的关键技术之一，串联电池组的有效均衡已经成为一个研究热点。
均衡电路不同于其他领域的电力电子拓扑，对电路的体积、效率、管压降和隔离性等提出了更高的要求。均衡电路最终要应用到电动汽车中，因此均衡电路的体积不能太大；均衡电路的目的是通过一个变换器实现电池组中电池单体电压的均衡，变换器的效率不能太低，否则不但不会起到均衡的作用，反而会将电池组的能量消耗殆尽；电池组是由电池单体串联组成的，对均衡电路的隔离性提出了很高的要求，如果均衡电路的隔离性不好，会发生电池短路、爆炸、起火等安全性事故；电动汽车动力电池组是由若干个电池模块组成的，因此要求均衡电路也能够模块化；均衡控制算法应具有收敛性，能够使得电池单体电压收敛到平均值，否则不但不会达到均衡效果，还会造成能量的浪费。
目前，均衡方法主要有耗散型均衡、非耗散型均衡和电池选择三大类。
耗散型均衡通过给电池组中每个电池单体并联一个耗散器件进行放电分流，从而实现电池电压的均衡。耗散均衡进一步又被分为两类：被动均衡和主动均衡。耗散均衡结构和控制简单、成本低，但是存在能量浪费和热管理的问题。
非耗散均衡采用电容、电感等作为储能元件，利用常见的电源变换电路作为拓扑基础，采取分散或集中的结构，实现单向或双向的均衡方案。非耗散均衡电路存在电路结构复杂、体积大、成本高、均衡时间长、高开关损耗等问题。根据能量流，非耗散均衡能够分为以下五种：(1)Cell to Cell；(2)Cell to Pack；(3)Pack to Cell；(4)Pack to Cell to Pack；(5)Any Cells  to Any Cells。对于Pack to Cell的均衡方法，能量能够直接从整个电池组转移到电压最低的电池单体，能够实现较大的均衡电流，但是这种方法只适合于电池组中某一或若干节电池单体电压低于其他节电池单体电压，而其他节电池单体电压处于平衡状态的情况；不适合于某一或若干节电池单体电压高于其他节电池单体电压，而其他节电池单体电压处于平衡状态的情况。对于Pack to Cell to Pack的均衡方法，既能够实现电池组对电池单体的均衡，又能够实现电池单体对电池组的均衡，均衡方式比较灵活，具有较高的均衡效率，适合于大容量的动力电池。
电池选择均衡是指通过实验选择性能一致的电池单体构建电池组，一般有两步筛选过程。第一步，在不同的放电电流下，选择电池平均容量相近的电池单体；第二步，在第一步筛选的电池单体中，通过脉冲充、放电实验在不同SOC下选择具有相近电池电压变化量的电池单体。由于电池单体的自放电率不尽相同，电池选择均衡在电池整个生命周期内不足以保持电池组一直均衡。它只能作为其他均衡方法的一种补充均衡方法。
中国发明专利(专利号ZL201420264864.X和申请号201410218975.1)公开了一种基于LC谐振变换的Pack to Cell均衡电路及实现方法，其能够实时判断电池组中电压最低的电池单体，并对其进行零电流开关均衡，每次均衡都是针对电池组中电压最低的电池单体进行，提高了均衡效率，有效减少了电池单体之间的不一致性。但是，在该均衡电路中，当某一节电池单体电压较低，而其他节电池单体电压处于平衡状态时，这时需要一次切换就可以完成均衡；当某一节电池单体电压较高，而其他节电池单体电压处于平衡状态时，需要n-1次切换循环才能完成均衡。因此，对于Pack to Cell型均衡电路平均需要n/2次切换循环，均衡速度较慢，效率较低，只适合于电池组中某一或若干节电池单体电压较低而其他节电池单体电压处于平衡状态的情况，不适合于某一或若干节电池单体电压较高而其他节电池单体电压处于平衡状态的情况。而对于Cell to Pack型均衡电路，当某一节电池单体电压较高，而其他节电池单体电压处于平衡状态时，需要1次切换就可以完成均衡；当某一节电池单体电压较低，而其他节电池单体电压处于平衡状态时，需要n-1次切换循环才能完成均衡，因此，Cell to Pack型均衡电路平均需要n/2次切换循环，均衡速度慢，效率较低，该方法只适合于电池组某一或若干节电池单体电压较高而其他节电池单体电压处于平衡状态的情况，不适合于某一或若干节电池单体电压较低而其他节电池单体电压处于平衡状态的情况。
发明内容
为解决现有技术存在的不足，本发明公开了一种基于双向LC谐振变换和Buck-Boost变换的均衡电路及实现方法，包括微控制器、Buck-Boost变换、双向LC谐振变换、选择开关模块、 均衡母线、动力电池组和滤波电容。本发明电路通过控制Buck-Boost变换的输出电压，并借助于双向LC谐振变换，可实现电池组对电池单体(Pack to Cell)或电池单体对电池组(Cell to Pack)的软开关均衡。本发明具有效率高、控制简单、电路体积小、无开关损耗和易于模块化等优点，并且克服了传统Pack to Cell均衡电路和Cell to Pack均衡电路难以处理电池组中某节电池单体电压较高或某节电池单体较低而其他节电池单体平衡的情况。
为实现上述目的，本发明的具体方案如下：
基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路，包括微控制器、均衡母线、Buck-Boost变换电路、双向LC谐振变换电路、选择开关模块及动力电池组，其中，微控制器通过电压检测电路连接电池组的各个单体，电池单体通过选择开关模块连接均衡母线，均衡母线连接双向LC谐振变换的输出端，微控制器通过驱动电路依次连接控制Buck-Boost变换电路和双向LC谐振变换电路，并且通过多路选通开关连接选择开关模块；
所述均衡电路有两种均衡模式：电池组对电池单体即Pack to Cell的均衡模式和电池单体对电池组即Cell to Pack的均衡模式；
所述电池组对电池单体的均衡模式即微控制器控制选择开关模块将电压最低的电池单体选通至均衡母线，并控制Buck-Boost变换工作在Buck模式，Buck-Boost变换的输出电压高于电池单体最低电压，均衡能量通过双向LC谐振变换，从Buck-Boost变换转移到电压最低的电池单体，实现了能量从电池组流向电压最低的电池单体；
所述电池单体对电池组的均衡模式即微控制器控制选择开关模块将电压最高的电池单体选通至均衡母线，并控制Buck-Boost变换工作在Boost模式，Buck-Boost变换的输出电压低于电池单体最高电压，均衡能量通过双向LC谐振变换，从电压最高的电池单体转移到Buck-Boost变换，实现了均衡能量从电压最高的电池单体流向电池组。
所述微控制器包括通用IO端和脉冲宽度调制PWM信号输出端，其中通用IO端分为两个部分；
所述通用IO端的一部分端口通过电压检测芯片与电池单体连接，用于将各个电池单体电压转换成数字信号，从而确定电压最低和最高的电池单体；
所述通用IO端的另一部分端口通过一个多路选通开关与选择开关模块连接，用于译码微控制器确定的最低或最高电压对应的电池编号，控制选择开关模块将电池组中任意位置的电压最低或最高的电池单体选通至均衡母线上进行均衡；
所述脉冲宽度调制PWM信号输出端通过驱动电路依次连接Buck-Boost变换电路和双向LC谐振变换电路，用于产生MOS管开关的控制驱动信号。
所述Buck-Boost变换电路由两个MOS管Qb1和Qb2、一个电感和四个电容组成，MOS管Qb1和Qb2以串联的方式连接，并且MOS管Qb1并联电容Cb1、二极管Db1，MOS管Qb2并联电容Cb2、二极管Db2，MOS管Qb1漏极连接电容C1的正极，MOS管Qb1源极连接两条支路，一条支路连接MOS管Qb2的漏极，另一条支路连接电感L1，电感L1另一端连接电容C0的正极，电容C0正极与双向LC谐振变换电路的一端相连，MOS管Qb2的源极连接电容C0的负极，二极管Db1和Db2起续流作用。
Buck-Boost变换有两种工作模式：Buck模式和Boost模式。
所述Buck模式即能量从电池组流向电池单体；所述Boost模式即能量从电池单体流向电池组。
所述Buck-Boost变换工作在零电压开关模式。
所述双向LC谐振变换电路包括四个桥臂八个MOS管、一个电容、一个电感，每个桥臂的两个MOS管反向串联，其中由Q1、Q2反向串联组成的左上桥臂的左端连接Buck-Boost输出端电容C0的正极，右端连接电感L；由Q3、Q4反向串联组成的左下桥臂的左端连接电容C0的负极，右端连接电容C的负极；另外两个桥臂中，由Q5、Q6反向串联组成的右上桥臂的左端连接电感L，右端连接电容C2的正极；由Q7、Q8反向串联组成的右下桥臂的左端连接电容C的负极，右端连接电容C2的负极。
所述双向LC谐振变换电路在两个状态互补的PWM信号驱动下，工作在充电和放电两种状态。特别地，当PWM信号的频率等于双向LC谐振变换的固有谐振频率时，实现零电流开关均衡。
所述双向LC谐振变换的能量流总是从电压高的一端流向电压低的一端。
所述电容C1和C2分别并联在Buck-Boost变换电路的输入端和双向LC谐振变换的右端，用于将高频交流电流滤波成直流电，以减小对电池的损害。
一种应用上述基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路的实现方法，包括以下步骤：
步骤一：获取电池单体电压：微控制器借助模数转换模块，获取动力电池各单体电压，并确定最高单体电压和最低单体电压以及对应的电池单体标号；
步骤二：判断电压：微控制器根据获取的电池单体电压，计算电池组的最大电压差，若其差值大于电池均衡阈值，则启动均衡电路；
步骤三：确定工作模式：计算单体最高电压与电池组平均电压之差e1和单体最低电压与电池组平均电压之差e2，若e1>e2，则控制Buck-Boost变换工作在Boost模式，实现电压最 高的电池单体向电池组的能量转移；若e1<e2，则控制Buck-Boost变换工作在Buck模式，实现电池组向电压最低电池单体的能量转移；
步骤四：选通电池：根据步骤三确定的Buck-Boost变换的工作模式，微控制器通过译码电路控制选择开关模块将Buck模式下最低或Boost模式下最高单体电压对应的电池单体选通至均衡母线上；
步骤五：能量传递：若均衡电路工作在电池组对电池单体的均衡模式，微控制器控制Buck-Boost变换电路工作在Buck模式，实现能量从电池组到Buck-Boost变换的转移，并控制双向LC谐振变换在Buck-Boost变换和电压最低的电池单体之间不断切换，从而实现能量从Buck-Boost变换到电压最低的电池单体的转移；若均衡电路工作在电池单体对电池组的均衡模式，微控制器控制Buck-Boost变换电路工作在Boost模式，实现能量从Buck-Boost变换到电池组的转移，并控制双向LC谐振变换在Buck-Boost变换和电压最高的电池单体之间不断切换，从而实现能量从电压最高的电池单体到Buck-Boost变换的转移。
所述步骤五中，Buck-Boost变换工作在零电压开关模式；当微控制器发出的PWM频率等于双向LC谐振变换的固有谐振频率时，双向LC谐振变换工作在零电流开关模式，即均衡电路工作在软开关状态，极大减小了开关损耗。
本发明的工作原理为：
微控制器根据采集的单体电池电压，确定均衡工作模式，并相应地控制Buck-Boost变换和选择开关模块，同时发送一对状态互补的PWM信号控制双向LC谐振变换不断切换，LC谐振变换的能量流总是从电压高的一端流向电压低的一端。Buck-Boost变换工作在零电压开关模式，双向LC谐振变换工作在零电流开关模式，整个均衡过程无开关损耗，极大地提高了均衡效率。
本发明的有益效果：
(1)Pack to Cell型均衡电路只适合于某节电池单体电压较低而其他节电池单体电压处于平衡状态时的情况；Cell to Pack型均衡电路只适合于某节电池单体电压较高而其他节电池单体电压处于平衡状态时的情况。本发明的Pack to Cell to Pack型均衡电路继承了上述两种均衡电路的优点，能够同时处理上述两种均衡情况，理论上只需要1次均衡循环即能实现电池组的均衡，有效地提高了均衡速度和效率；
(2)每次均衡都是电池组对电池单体的均衡，获得了较大的均衡电压差，有效克服了由于电力电子器件存在导通压降造成的难以实现电池单体间零电压差的问题，并且能够实现大电流均衡，适用于大容量的动力电池；
(3)由于Buck-Boost变换的零电压开关和双向LC谐振变换的零电流开关，实现了均衡的零开关损耗，有效减少能量浪费，提高了均衡效率。
附图说明
图1为本发明的一个实施例的基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路原理图；
图2为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Buck模式下的波形原理图；
图3(1)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Buck模式下的工作模式1；
图3(2)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Buck模式下的工作模式2；
图3(3)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Buck模式下的工作模式3；
图3(4)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Buck模式下的工作模式4；
图3(5)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Buck模式下的工作模式5；
图3(6)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Buck模式下的工作模式6；
图4为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Boost模式下的波形原理图；
图5(1)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Boost模式下的工作模式1；
图5(2)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Boost模式下的工作模式2；
图5(3)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Boost模式下的工作模式3；
图5(4)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Boost模式下的工作模式4；
图5(5)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Boost模式下的工作模式5；
图5(6)为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Boost模式下的工作模式6；
图6(a)为本发明的一个实施例的Pack to Cell模式下双向LC谐振变换工作在充电状态的工作原理图；
图6(b)为本发明的一个实施例的Pack to Cell模式下双向LC谐振变换工作在放电状态的工作原理图；
图7为本发明的一个实施例的双向LC谐振变换处于谐振状态下的充放电电流i和电容电压VC的原理波形图；
图8(a)为本发明的一个实施例的Cell to Pack模式下双向LC谐振变换工作在充电状态的工作原理图；
图8(b)为本发明的一个实施例的Cell to Pack模式下双向LC谐振变换工作在放电状态的工作原理图；
图9为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Buck模式下的实验波形图；
图10为本发明的一个实施例的Buck-Boost变换器工作在Boost模式下的实验波形图；
图11为本发明的一个实施例的Pack to Cell模式下双向LC谐振变换谐振电流和电容电压的实验波形图；
图12为本发明的一个实施例的Cell to Pack模式下双向LC谐振变换谐振电流和电容电压的实验波形图；
图13为本发明的一个实施例的动力电池静止状态下的均衡实验图，其中Boost模式240s，Buck模式60s，静置时间为20s。
具体实施方式：
下面结合附图对本发明进行详细说明：
一种基于Buck-Boost变换和双向LC谐振变换的均衡电路，包括微控制器、均衡母线、Buck-Boost变换电路、双向LC谐振变换电路、选择开关模块、动力电池组和滤波电容，其中，微控制器通过电压检测电路连接电池组的各个单体，电池单体通过选择开关模块连接均衡母线，均衡母线连接双向LC谐振变换的输出端。微控制器通过驱动电路依次连接控制Buck-Boost变换电路和双向LC谐振变换电路，并且通过多路选通开关连接选择开关模块。
微控制器包括脉冲宽度调制PWM信号输出端和通用IO端，其中通用IO端分为两个部分；通用IO端的一部分端口通过电压检测芯片与电池单体连接，用于将各个电池单体电压转换成数字信号，从而确定电压最低和最高的电池单体；通用IO端的另一部分端口通过一个多路选通开关与选择开关模块连接，用于译码微控制器确定的最低或最高电压对应的电池编号，控制选择开关模块将电池组中任意位置的电压最低或最高的电池单体选通至均衡母线上进行均衡；脉冲宽度调制PWM信号输出端通过驱动电路依次连接Buck-Boost变换电路和双向LC谐振变换电路，用于产生MOS管开关的控制驱动信号。
Buck-Boost变换电路由两个MOS管Qb1和Qb2、一个电感和四个电容组成。Qb1和Qb2以串联的方式连接，并且Qb1并联Cb1、Db1，Qb2并联Cb2、Db2，Qb1漏极连接C1的正极，Qb1源极连接两条支路，一条支路连接MOS管Qb2的漏极，另一条支路连接电感L1，电感L1另一端连接电容C0的正极，电容C0正极与双向LC谐振变换电路的一端相连。MOS管Qb2的源极连接电容C0的负极。二极管Db1和Db2起续流作用。
Buck-Boost变换有两种工作模式：Buck和Boost模式。Buck模式即能量从电池组流向电池单体；所述Boost模式即能量从电池单体流向电池组。Buck-Boost变换工作在零电压开关模式。
双向LC谐振变换电路包括四个桥臂八个MOS管、一个电容、一个电感，每个桥臂的两 个MOS管反向串联，其中左上桥臂(由Q1、Q2反向串联组成)的左端连接Buck-Boost输出端电容C0的正极，右端连接电感L；左下桥臂(由Q3、Q4反向串联组成)的左端连接电容C0的负极，右端连接电容C的负极；另外两个桥臂中，右上桥臂(由Q5、Q6反向串联组成)的左端连接电感L，右端连接电容C2的正极；右下桥臂(由Q7、Q8反向串联组成)的左端连接电容C的负极，右端连接电容C2的负极。
双向LC谐振变换电路在两个状态互补的PWM信号驱动下，工作在充电和放电两种状态。特别地，当PWM信号的频率等于双向LC谐振变换的固有谐振频率时，实现零电流开关均衡。
双向LC谐振变换的能量流总是从电压高的一端流向电压低的一端。
均衡电路有两种均衡模式：电池组对电池单体(Pack to Cell)的均衡模式和电池单体对电池组(Cell to Pack)的均衡模式。电池组对电池单体的均衡模式即微控制器控制选择开关模块将电压最低的电池单体选通至均衡母线，并控制Buck-Boost变换工作在Buck模式，Buck-Boost变换的输出电压高于电池单体最低电压，均衡能量通过双向LC谐振变换，从Buck-Boost变换转移到电压最低的电池单体，实现了能量从电池组流向电压最低的电池单体。电池单体对电池组的均衡模式即微控制器控制选择开关模块将电压最高的电池单体选通至均衡母线，并控制Buck-Boost变换工作在Boost模式，Buck-Boost变换的输出电压低于电池单体最高电压，均衡能量通过双向LC谐振变换，从电压最高的电池单体转移到Buck-Boost变换，实现了均衡能量从电压最高的电池单体流向电池组。
两个滤波电容C1和C2分别并联在Buck-Boost变换电路的输入端和双向LC谐振变换的右端，用于将高频交流电流滤波成直流电，以较小对电池的损害。
一种应用上述基于双向LC谐振变换和Buck-Boost变换的均衡电路的实现方法，包括以下步骤：
1.获取电池单体电压：微控制器借助模数转换模块，获取动力电池各单体电压，并确定最高单体电压和最低单体电压以及对应的电池单体标号；
2.判断电压：微控制器根据获取的电池单体电压，计算电池组的最大电压差，若其差值大于电池均衡阈值，则启动均衡电路；
3.确定工作模式：计算单体最高电压与电池组平均电压之差e1和单体最低电压与电池组平均电压之差e2。若e1>e2，则控制Buck-Boost变换工作在Boost模式，实现电压最高的电池单体向电池组的能量转移；若e1<e2，则控制Buck-Boost变换工作在Buck模式，实现电池组向电压最低电池单体的能量转移。
4.选通电池：根据步骤(3)确定的Buck-Boost变换的工作模式，微控制器通过译码电 路控制选择开关模块将最低(Buck模式)或最高(Boost模式)单体电压对应的电池单体选通至均衡母线上。
5.能量传递：若均衡电路工作在电池组对电池单体的均衡模式，微控制器控制Buck-Boost变换电路工作在Buck模式，实现能量从电池组到Buck-Boost变换的转移，并控制双向LC谐振变换在Buck-Boost变换和电压最低的电池单体之间不断切换，从而实现能量从Buck-Boost变换到电压最低的电池单体的转移；若均衡电路工作在电池单体对电池组的均衡模式，微控制器控制Buck-Boost变换电路工作在Boost模式，实现能量从Buck-Boost变换到电池组的转移，并控制双向LC谐振变换在Buck-Boost变换和电压最高的电池单体之间不断切换，从而实现能量从电压最高的电池单体到Buck-Boost变换的转移。
所述步骤5中，Buck-Boost变换工作在零电压开关模式；当微控制器发出的PWM频率等于双向LC谐振变换的固有谐振频率时，双向LC谐振变换工作在零电流开关模式，即均衡电路工作在软开关状态，极大减小了开关损耗。
本发明的工作原理为：微控制器根据采集的单体电池电压，确定均衡工作模式，并相应地控制Buck-Boost变换和选择开关模块，同时发送一对状态互补的PWM信号控制双向LC谐振变换不断切换，LC谐振变换的能量流总是从电压高的一端流向电压低的一端。Buck-Boost变换工作在零电压开关模式，双向LC谐振变换工作在零电流开关模式，整个均衡过程无开关损耗，极大地提高了均衡效率。
实施例一：
如图1所示，假设电池组包括4个电池单体，并假设B21为电池组中电压最低的电池单体。
均衡电路的微控制器选用数字信号处理DSP(TMS320F28335)，具有高精度AD采样和PWM输出；多路选通开关选用CD4051，是单8通道数字控制模拟电子开关，有A、B和C三个二进制控制输入端以及共4个输入，具有低导通阻抗和很低的截止漏电流；电压检测电路采用凌特公司的LTC6803-1专用电压测量芯片实时测量电池组中每节电池的电压。
选择开关模块选用带有一对常开触点的继电器，其型号为HJR 1-2C L-05V，图1中(Si1，Si2)(i＝1，2，3…，n)为一对常开开关。微控制器通过一个多路选通开关CD4051控制其导通或闭合。由于B3为电压最低的电池单体，选择开关模块(S41、S42)闭合。
如图2所示为Buck-Boost变换器工作在Buck模式下的波形原理图。如图3所示为Buck-Boost变换器工作在Buck模式下的六种工作模式。
模式1(t0-t1)，如图3(1)所示，在t＝t0时Qb1零电压导通，Qb2关断，电池组通过Qb1，L1和C1放电，同时电感L1存储能量；
模式2(t1-t2)，如图3(2)所示，为死区模式，电感L1给Cb1充电直到其电压等于Vbat，同时给Cb2放电直到电压为0；
模式3(t2-t4)，如图3(3)所示，为死区模式，电感电流iL1通过二极管Db2续流，为Qb2的零电压导通提供条件；
模式4(t4-t5)，如图3(4)所示，Qb2在t＝t4时零电压导通，电感电流iL1由正变负，C1同时给L1、Qb2和Re两条支路放电；
模式5(t5-t6)，如图3(5)所示，为死区模式，Qb2在t＝t5时零电压关断，电感电流iL1给Cb1放电直到电压为0，给Cb2充电直到电压等于Vbat；
模式6(t6-t8)，如图3(6)所示，为死区模式，电感电流iL1通过二极管Db1续流，为Qb1的零电压导通提供条件。
如图4所示为Buck-Boost变换器工作在Boost模式下的波形原理图。如图5所示为Buck-Boost变换器工作在Boost模式下的六种工作模式。
模式1(t0-t1)，如图5(1)所示，Qb2导通，Qb1关断，C1通过L1和Qb2放电，同时电感L1存储能量；
模式2(t1-t2)，如图5(2)所示，为死区模式，电感L1给Cb1放电直到其电压为0，同时给Cb2充电直到电压等于Vbat；
模式3(t2-t4)，如图5(3)所示，也为死区模式，电感电流iL1通过二极管Db1续流，为Qb1的零电压导通提供条件；
模式4(t4-t5)，如图5(4)所示，Qb1零电压导通，电池组通过Qb1，L1和C1放电，同时电感L1存储能量；
模式5(t5-t6)，如图5(5)所示，为死区模式，电感L1给Cb1充电直到其电压等于Vbat，同时给Cb2放电直到电压为0；
模式6(t6-t8)，如图5(6)所示，也为死区模式，电感电流iL1通过二极管Db2续流，为Qb2的零电压导通提供条件。
如图6(a)所示，为Pack to Cell均衡模式下，双向LC谐振电路的工作原理。
当Q1和Q3导通时，LC谐振电路与Buck-Boost变换器的C1并联。C1、L和电容C形成一个谐振回路，此时对电容C充电，谐振电流i为正，电容C两端的电压Vc开始上升直至谐振电流i变为负值，由图10可以看出，Vc滞后谐振电流i四分之一个周期，且波形均为正弦 波。该时刻，由于Q5-Q8处于关断状态，电池单体B3开路，所以流入B3的电流iB3为零；因为滤波电容C0并联在Buck-Boost变换器两端无其他放电回路，所以流入LC的谐振电流i即为流出电池组的电流ibat，并且规定电流流出电池单体/电池组时为正，因此可得到如图7所示工作状态Ⅰ的电池组电流iBat和B3电流iB3的波形。
如图6(b)所示，当Q5和Q7导通时，LC谐振电路通过选择开关模块(S41、S41)与电压最低的电池单体B3并联。B3、L和C形成一个谐振回路，此时电容C放电，谐振电流i为负，电容C两端的电压Vc开始下降直至谐振电流i变为正值。因为电池组处于开路状态，因此流出电池组的电流iBat为零；同时该时刻谐振电流i就是B3的充电电流，因此可得到如图7状态Ⅱ所示的电池组电流iBat和B3电流iB3的波形。
如图8(a)-8(b)所示，为Cell to Pack均衡模式下，双向LC谐振电路的工作原理，类似于图6(a)-(b)所示的Pack to Cell均衡模式下工作原理，在此不再赘述。
如图9和10所示，为Buck-Boost变换器分别工作在Buck和Boost模式下的实验波形图。从中可以看出Qb1和Qb2工作在零电压开关状态，极大地减小了开关损耗。
如图11和12所示，为双向LC谐振电路分别工作在Pack to Cell和Cell to Pack模式下的实验波形图。从中可以看出Q1-Q8工作在零电流开关状态，极大地减小了开关损耗。
如图13所示，为本实施例的动力电池静止状态下的均衡效果图，其中一个均衡周期内Boost模式时间为240s，Buck模式时间为60s，静置时间为20s。电池组中各电池单体的初始电压分别为VB0＝3.221V，VB1＝3.110V，VB2＝3.105V，VB3＝2.721V。首先是Cell to Pack的均衡模式，然后在3490s时切换为Pack to Cell的均衡模式，在3570s时又切换为Cell to Pack的均衡模式，然后在4200s时再切换为Pack to Cell的均衡模式，大约经过5500s的时间，实现了电池组中各电池单体的零电压差均衡，证明了本均衡电路的有效性。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。