用于突发型数字通信系统的组合前置 检测和信息传送的方法 本申请要求1997年6月30日受理的美国临时申请60/051,234号的优先权。
本发明的背景
1)本发明的领域
本发明是关于数字通信系统领域，更具体地说，是关于数字通信信号的检测和同步。
2)相关技术背景
许多数字通信系统利用突发(burst)型传输，其中相对较少量的信息位(bit)被通过发送少量波形序列来传送，其波形个数为“N”，并称作为“符号(symbol)”，这些记号中每个都可假定为“Q”个可能形状中的一个。作为举例，对于四相移相键控(QPSK)的情况，Q＝4。
在突发型通信系统中，重要的是在接收机处迅速检测出该信号的起始(onset)，并实现对它时间同步。为了有利于实现这一点，在许多突发型通信系统中，一个突发信号组包含一个初始符号组，称作“前置符号组”(preamble)，它允许快速同步；还包含后续的一组符号，称作“有效负荷”(payload)，它代表实际的通信数据(message data)。某些系统还包括特殊的数据放在突发信号组的中间或结尾，它称作“后置符号组”(postamble)。
对于一个突发型通信系统，其时间同步包括两个方面：(1)确定符号的计时；(2)确定由该突发信号组携带的实际有效负荷数据的起始。这种同步由前置符号组来完成，从而使有效负荷数据可以极正确解码，这一点非常重要。在突发型通信中确定有效负荷数据起始通常是通过传送由特定符号序列(称作“唯一字(unique word))”组成地前置符号组来实现的。
时间同步应与确定所收到信号载波的频率与相位区分开，后者称作“载波同步”。
除了允许时间同步外，前置符号组还可用于传送描述其后有效负荷数据的有限量信息。例如，这种信息可以指定有效负荷的长度(符号个数)，有效负荷数据的调制格式，或其他信息。
在传统的系统中，上述信息是在前置符号组中以通常方式把单个符号与信息位组合起来借以发送的。然而，在接收信号电平低的情况下，这种单个符号可能被噪声弄模糊，因此这种传统的作法会导致很高的误码率。
因此，提供一种能在输入信号电平低的情况下通过前置符号组即完成时间同步又传送信息的系统和方法会是很有好处的。其他的以及进一步的目的和优点将在下文中出现。
本发明概要
本发明包括在突发型通信系统中把同步与信息传送组合起来的方法和系统。
在本发明的一个方面中，突发型通信系统利用差分编码和解码。差分编码作用于被差分编码的数据，以从信号中除掉信号载波频率不确定性的影响，并能在没有会降低质量的这种载波频率不确定性影响的情况下通过其后的匹配滤波来处理大量符号。
在本发明的另一方面中，一个突发型通信系统利用匹配滤波，允许所收到的信号在大量符号上积分(integration)，从而即使当单个信号符号相对于噪声电平而言较弱时也能产生强的检测输出。即使当例如符号功率等于噪声功率时这种积分也会允许检测。
在本发明的又一方面中，在一突发型通信系统中的每个突发传输包括“S”个允许的同步序列(S＞1)中的一个。一个接收机包括一个或多个多重匹配滤波器，以决定S个允许的同步序列中哪一个是被传输的。
在本发明的再一方面中，可以有两个同步序列之一被传送，使在差分解码后，这两个同步序列彼此的差别仅在于极性相反。在这种情况中，单一的匹配滤波器可被用于检测这两个同步序列。
在本发明的更再一方面中，在突发传输中的同步序列中有一位或多位前置信号组信息被传送。每个突发信号组可以包括“S”个允许的同步序列中的一个。在“S”个允许的同步序列中选择一特定同步序列便能传送log2(S)个前置信号组信息位。每个同步序列可以被分成两个或多个部分，在每个部分中传送一个或多个信息位。
附图简述
图1显示突发型通信系统中的终端，它们可以体现本发明的一个或多个方面。
图2是用于突发型通信的通信接收机中的一个前置信号组检测器的最佳实施例的功能方框图。
图3是当收到一个唯一字同步序列时唯一字匹配滤波器的仿真输出。
最佳实施例的描述
这里描述的本发明实施例及其他方面(包括下面描述的系统实施例)可以部分地或全部地与下列专利申请中描述的发明结合在一起实现或使用，该专利申请题为“相关器方法和装置”，以发明者PhilipFreiden、David Decker、Michael Serrone和Norman Krasner的名义。待决美国专利申请09/050,114号，于1998年3月30日受理，这里把该专利申请包括进来作为参考，如同在这里全部提出一样。
图1显示突发型通信系统100，它包含多个通信终端110。每个通信终端110包含发射机120和接收机130。如图1所示，突发型通信系统100还可以有通信集线器(Hub)140，它可以同时与多个通信终端110进行通信。在那种情况中，通信集线器140可以包含多个通信接收机150和一个发射机160。
某些突发通信系统可以使用性质上很简单的符号，例如二进制相移键控(BPSK)使用持续时间为“T”的简单正弦信号或其反相信号。其他系统可能使用直接序列扩频(DSSS)信号，它具有多个复杂符号，例如由“V”个子符号(称作“码片”(chip))构成的序列。在这后一种情况中，由PN扩展序列产生的子符号序列(或称“PN帧”)构成一单一符号，它通常又携带一位或两位信息。
在根据本发明的突发型通信系统的一个最佳实施例中，系统可以在“非扩频”方式(例如BPSK)或“扩频”方式(即DSSS)下运行。
在以BPSK方式运行的情况中，发射机发送一个形如下式的双相调制信号。s(t)=Σk=1Nmk(t-kT)cos(w0t)---(1)]]>这里mk(t)是长度为T的符号，它取值为+1(对应于逻辑0)或-1(对应于逻辑1)，而这里w0是载波频率。在接收机处，所接收的信号看上去很象被传送的式(1)所示信号，只是它包括了噪声，到达时间事先是未知的，而且载波频率和相位可能存在某种程度的误差(由于设备振荡器的差别、多普勒相移等)。
在突发型通信系统中，在突发传送中的头“P”个被传送符号包含前置符号组。在根据本发明的突发型通信系统的一个最佳实施例中，P＝96。
在根据本发明的突发型通信系统的一个最佳实施例，突发通信发射机在数据被发送之前对数据进行差分编码。一个前置符号组同步序列(称作“基同步序列(base synchronization sequence)或“基信息”(basemessage))被差分编码，以产生一“编码同步序列”或“编码信息”mk。
在一最佳实施例中，一突发型通信系统使用“S”个允许的基同步序列之一作为每次突发发送所用的前置符号组。使用“S”个基同步序列允许传送log2(S)位信息，这可以用于指定“S”个包长度之一(或其他信息)。在一最佳实施例中，S＝4，允许两位信息被前置符号组同步序列传送。通过把前置符号组数据位与选择和发送一同步序列结合起来，通过确定被传送的是所允许的哪一个前置符号组同步序列，便可以使前置符号组数据被接收到。通常，是通过在多个被收到的符号上积分来恢复前置符号组同步序列的。这样，即使当所收到的信号电平很低而且当单个符号被噪声弄模糊的情况下也可以收到前置符号组数据。
一个基同步序列可以被分成两部分或更多部分。在该最佳实施例中，一个基同步序列包括含有长度为“I”的初始检测序列的第一部分，以及含有一长度为“U”的唯一字的第二部分。在一最佳实施例中，I＝48，和U＝47。
在一最佳实施例中，一突发型通信系统使用四个基同步序列(基信息)： 信息0：[D0 W0] 信息1：[～D0 W0] 信息2：[D0～W0] 信息3：[～D0～W0]这里记号～W0和～D0分别表示W0和D0的逻辑逆。
在一最佳实施例中，一基同步序列长度为95个符号，它被差分编码以产生长度为96个符号的编码同步序列。基同步序列的前48个符号含有初始检测信息，用于初始信号检测和计时同步。后47个符号含有一唯一字，用于对有效负载数据起始进行信息同步。
在一最佳实施例中，一突发型通信系统使用四个基同步序列(或称基信息)的第一组，如果是在非扩展(BPSK)方式下运行的话；而当在PN扩展(DSSS)方式下运行时则使用这四个基同步序列(或称基信息)的第二组。
在一最佳实施例中，在以DSSS方式运行的情况中，D0是48个逻辑零构成的序列，即D0DSSS＝[0 0. . . 0] (i.e.，48 0′s)；而W0是47个符号构成的唯一字：W0＝ [1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 00 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0]
上述唯一字W0有很好的相关特性，然而唯一字的选择可以由编程进行。
在一最佳实施例中，一通信接收机使用含有初始检测序列的前置符号组初始部分，以提供符号计时同步。然而，当D0作为48个持续逻辑零序列被传送时，在符号之间没有过渡，因此没有确定符号计时的信息。当利用具有PN扩展序列的DSSS时，通信接收机可以利用与PN扩展序列相匹配的PN匹配滤波器来把DSSS信号转换成相关尖峰系列，每个PN帧有一个。这些相关尖峰的计时为同步和接收提供了符号计时信息。然而在非扩展的情况中，必须使用不同的D0序列来提供符号计时信息。
在一最佳实施例中，在非扩展BPSK方式下运行的情况中，D0是这样一个序列，其中每隔一个符号被置成逻辑零，即：D0BPSK＝[off 0 off 0 . . . 0 off 0]，
这里一个“off”符号对应于mk有一零值，即对这一符号载波被断掉；而W0与DSSS方式运行的情况中的W0相同。在这种情况中，为确定～D0，其“-off”符号与“off”符号相同。
在一最佳实施例中，一突发型通信系统利用对四个基同步序列的差分编码来产生四个编码的同步序列。
在PN扩展(DSSS)方式下运行的情况中，为完成差分编码，在编码同步序列中的第一个编码符号被规定为逻辑零，即编码信息以逻辑零开始。对于每个相继的信息符号，如果基信息的下一个符号是1，则该相继信息符号的极性被反向，如果基信息的下一个符号是0，则该相继信息符号的极性不变。对所收到的编码同步序列进行差分解码，则产生出原来的基同步序列。
作为一例，如果信息0作为基同步序列，它被差分编码以产生一编码同步序列(或称编码信息)： 编码信息：[0 D0DSSS WDSSS] 这里WDSSS是长度为47的序列：[1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 1 1 1 0 1 1 0 1 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 1 1 0 0 0 0]
如果这个信息被差分编码，则产生基信息0，即[D0DSSS W0DSSS]。另三个信息类似地被编码。一编码信息可以被一差分检测器方便地进行差分解码，它对编码信息中的相邻位进行“异或”操作。
应该指出，即使W和～W彼此互为逻辑反，但在对它们每个进行差分编码产生被传送的序列之后，它们既不是彼此为逻辑反也不是彼此为算数反。
在非扩展(BPSK)方式下运行的情况中，在编码同步序列中的第一个编码符号被规定为一个逻辑零，即编码信息以一个逻辑零开始。与DSSS的情况不同，当在非扩展BPSK方式下运行时，使用间距为2个空位的符号进行编码，以在D0BPSK序列中接纳“off”符号。这种编码信息可通过把基同步序列分裂成偶符号流和奇符号流并对每个符号流进行差分编码，然后将结果交错存放来实现。
作为一例，如果使用信息0作为基同步序列，它被差分编码以产生编码同步序列或称编码信息： 编码信息[0 D0BPSK WBPSK] 这里WBPSK是长度为47的序列：[1 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 1 1 1 0 0 0 1 0 1 10 1 1 1 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0]为差分解码这一信息，使用的约定是：“off”作为逻辑零处理，而且两个“off”的差分编码总是产生另一个“off”。
当这一信息被相对于每隔一个符号进行差分解码时(如前所述)，它便产生基信息0，即[D0BPSK W0BPSK]。其他三个信息也被类似地编码。传统作法是：可以用一个差分检测器对差分编码信息进行差分解码，该检测器把编码信息中的每隔一位异或到一起。
通过把逻辑0映射为+A，逻辑1映射为-A，以及把“off”映射为0，从而把编码信息映射为被传送的数据，这里A是一尖峰信号的幅值。在采用DSSS的情况中，在传送之前每个符号被乘以一个PN帧(或者说子符号序列)，以扩展该信号。
图2显示通信接收机200的一个最佳实施例，它用于在存在强噪声的情况下检测由式(1)描述的信号，并提供符号和信息的计时同步以及前置符号组数据的提取。
用一个同相/正交(in-phase/quadrature)解调器使式(1)描述的被传送信号降频变换(downconvert)为接近零频，以产生如图2所示的I和Q信号。在这一点上信号可以表示为正交格式：sr(t)=AΣk=1Nmk(t-kT-τ)exp(jw1t+jθ)---(2)]]>这里t代表未知到时，W1代表近基带频率，Q代表未知的载波相位。
对降频变换信号提供了奈奎斯特匹配滤波器205，它与被传送的符号匹配。奈奎斯特匹配滤波器205增强信号能量而减小带外噪声能量。在非扩展BPSK传输情况中，进入奈奎斯特匹配滤波器的数据每个符号被采样4次，而从奈奎斯特匹配滤波器输出的数据以两倍于符号速率的采样率进行采样。在PN扩展DSSS传输的情况中，进入奈奎斯特匹配滤波器的数据每个子符号被采样4次(或每个符号4V次)，而从奈奎斯特匹配滤波器输出的数据以两倍于子符号速率的采样率(或每个符号2V次)进行采样(这里V是PN扩展序列的长度)。
当突发型通信系统利用DSSS时，奈奎斯特匹配滤波器的输出信号被提供给单独的一个长度为“V”的子序列PN匹配滤波器210。PN匹配滤波器在每隔一个样本处抽头，并当输入信号与存储在匹配滤波器中的长度为V的预先确定的PN子符号序列匹配时产生一个PN相关尖峰。发生PN相关尖峰的时刻可以用作为向接收机提供子符号计时信息。由于数据以每个子符号两个样本(每个符号有2V个样本)的速率进行处理，PN相关尖峰提供的计时信息能达到的精度是子符号周期的±1/4。
当系统利用非扩展BPSK信号时，PN匹配滤波器被旁路。
PN匹配滤波器的输出(对于DSSS)或奈奎斯特匹配滤波器的输出(对于非扩展BPSK)被提供给一延时块215。延时块对被滤波的数据延时“X”个符号周期，然后提供给控制门220。在一个最佳实施例中，“X”是64个符号，或者说64V个子符号。控制门把数据提供给接收机的其余部分供进一步处理。控制门220还向一唯一字检测器225提供一起始信号和一数据块，在下文中将对此作更详细描述。
PN匹配滤波器的输出(对于DSSS)或奈奎斯特匹配滤波器的输出(对于非扩展BPSK)还被提供给一个延时-乘法块230，它由延时器232及乘法器234组成。在非扩展BPSK传输的情况中，延时232的长度为两个符号，对应于4个数据样本。在扩展DSSS传输中，延时232等于“2V”个子符号，对应于长度为V的PN序列时每个子符号两个数据样本。
延时-乘法块230(1)完成对符号mk的差分解码操作，和(2)去掉载波效应。具体地说，延时-乘法操作产生信号：sr(t)=A2exp(jw1T)Σk=1Nmk(t-kT-τ)mk(t-kT-T-τ)---(3)]]>If M(t)＝m(t)*m(t-T)，then (3) becomes：sr(t)=A2exp(jw1T)Σk=1NM(t-kT-τ)--(4)]]>
因为上述式(2)的信号是复数，所以相乘实际上也是复数，其两项之一为共轭的。这导致式(3)和式(4)。请注意，差分解码已从所收到的信号中去掉了载波相位不确定性。
数据M对应于原始数据，它曾在发射机处被差分编码以构成被传输的编码信息。
在一个最佳实施例中，一突发传输的第一部分符号对应于一基信息(或基同步序列)。在利用基信息M0、M1、M2和M3的DSSS传输中，信息的初始部分对应于[D0DSSS或～D0DSSS。在那种情况下，头48个符号或者是逻辑零或者是逻辑1，而收到的并被差分解码的信号能在这48个符号上积分以检测出所收到的突发传输的起始。
在利用基信息M0、M1、M2、M3的非扩展BPSK传输中，信息的初始部分对应于D0BPSK或～D0BPSK。在那种情况下，在头48个符号中每间隔一个为逻辑零或逻辑1，所收到的并被差分解码的信号能在这些24个符号上积分以检测出所收到的突发传输的起始。
在图2所示最佳实施例中，延时-乘法器230的输出被提供给延时线积分器240，它包含加法器242、延时244、反馈求合器245、乘法器246以及反馈比常数248。在非扩展BPSK传输的情况中，延时244为两个符号长度，对应于4个数据样本。在扩展DSSS传输的情况中，延时244等于“2V”个子符号，对应于长度为V的PN序列每个子符两个数据样本。延时线积分器240是一个时间长数为“K”个符号的泄漏(leaky)积分器，其反馈比常数248等于(k-1)/k。反馈常数248可以是可编程的。在DSSS传输的情况中，K可以是32个符号，而在非扩展BPSK情况中，K可以是16个符号。
延时线积分器240积分所收到的信号，以产生初始检测信号。当所收到的信号对应于初始检测序列D0或～D0时，延时线积分器240产生初始信号检测峰值，它或者是正值或者是负值，取决于收到的是D0还是～D0。
延时线积分器240的输出被提供给阈值检测器250。还向阈值检测器提供一个初始检测阈值255，它可以是来自微处理器的可编程值。阈值检测器250确定初始信号检测峰值的计时，以提供接收机200所需符号(或子符号)的计时信息。阈值检测器响应初始信号检测峰值，并当初始信号检测峰值的绝对值超过阈值255而且为局部峰值信号时，由阈值检测器产生一个初始检测闸门信号。
阈值检测器250还完成一个内插以确定初始检测闸门信号257是否对应于一“真峰值”。阈值检测器250提供一个2位峰值计时输出信号259，指出初始检测闸门信号257相对于真峰值“超前”、“迟后”、或是准时。
当阈值检测器250认定延时线积分器输出为初始检测峰值时，阈值检测器向初始检测门206的第一输入端提供初始检测闸门信号257。初始检测门260的第二输入端连于触发器270的输出端。在接收机正在寻找突发型传输的时间周期期间，触发器270被复位为使来自门260的初始检测输出信号265为有效，而在接收机不是正在寻找突发型传输的对间周期期间(例如由于它正在忙于处理其他信号)，触发器270被设置成使初始检测输出信号265为无效。初始检测输出信号265指示检测到了一突发传输的初始检测序列并提供该突发信息组的符号计时。初始检测输出信号256可以被提供给接收机中可能控制触发器270的微处理器或任意电路。
阈值检测器250是一个双重检测器，它既检测正峰值也检测负峰值，因为峰值信号极性或为正或为负，这取决于被传输的是D0或～D0。这个初始检测闸门的极性提供了前置符号组第1信息位，即位0，指出所收到的是D0还是～D0。这前置符号组第1信息位(位0)被提供给唯一检测器225。
在长度为I的初始检测序列之后，跟随的符号代表长度为U的唯一字。在一个最佳实施例中，I＝48个符号，U＝47个符号。对唯一字的检测是由唯一字检测器225完成的。由于初始检测闸门是通过对所收到信号在许多符号上积分而产生的，所以即使当所收到的单个信号相对于噪声电平较弱时也可以收到前置符号组第1信息位。
控制门220从通信接收机中的任意电路或微处理机接收一有效唯一字检测信号221，该信号与阈值检测器250确定的符号计时同步并且该信号是在初始检测输出信号265中提供的。控制门使用一内部计数器产生唯一字数据时钟信号223，对所收到的基同步序列中的每个数据符号提供一个时钟周期。计数器被有效唯一字检测信号221同步于所收到的符号，而这有效唯一字检测信号221又被同步于初始检测闸门信号257中的峰值发生时刻。对于DSSS的情况，计算器对每个PN帧产生一个时钟周期。
延时-乘法器230向唯一字检测器225提供差分解码基同步序列数据供检测唯一字。借助控制门220提供的唯一字数据时钟信号223，基同步序列数据被计时到唯一字检测器225中。唯一字检测器225可以用2位峰值计时输出信号259来调节唯一字数据时钟信号223的计时。
在一个最佳实施例中，唯一字检测器225有一个脉冲响应，如前所述，它是W0的符号反向版本。唯一字检测器225把所收到的数据与匹配于原始唯一字W0的一个模式(pattern)作比较。
唯一字检测器225包括一个唯一字匹配滤波器，它在传统上可以实现为一个抽头延时线。在那种情况下，唯一字匹配滤波器的输出幅度为低值，直到与该唯一字对应的输入数据在时间上与匹配滤波器抽头对齐时才发生一个向正的或向负的强峰值(其正负取决于收到的是W0还是～W0)。这个峰值的发生时间确定了信息到时，即它提供了有效负荷时间同步信息。
唯一字检测器225中峰值的极性提供了前置符号组第2信息位，即位1，指出收到的是W0还是～W0。这样，在前置符号组同步序列中提供了传送了全部两个信息位。唯一字检测器提供前置符号组第1和第2信息位作为输出290。这些位可以被用于提供4个可能的有效负荷长度，或关于其后有效负荷数据的详细格式。图3显示了与前面提到的基唯一字W0相匹配的匹配滤波器的仿真输出。如果代之以使用～W0，则图3中的峰值将是向负方向走。
在一个最佳实施例中，控制门220提供一个起始信号227，它打开唯一字检测器225中的一个检测时间窗，以检测在初始信号检测峰值之后“Y”个符号处开始的有效唯一字是否收到。该检测时间窗长度为“Z”个符号周期，在唯一字检测器中包括一个计数器来对“Z”个符号周期计数。只在这检测时间窗间隔期间唯一字检测器225才提供一个含有有效唯一字检测峰值的唯一字检测输出信号280。在一个最佳实施例中，Y可以是32个符号，而Z可以是64个符号。
有重要意义的是，对应于唯一字序列W0的实际传输差分编码数据mA(t)与对应于唯一字序列～W0的传输差分编码数据mB(t)不是彼此正负号相反的版本。只是在差分解码之后才产生基序列W0或～W0。类似地，初始检测序列D0和～D0也不产生彼此为逻辑反或算术反的被传输序列。
在该最佳实施例中，前置符号组同步序列的每个部分包含两个可能的波形基序列之一。通常，处理每一部分需要两个匹配滤波器。然而，在一个最佳实施例中，在每一部分中两个基序列彼此的差别是极性相反，于是在每个部分中只需要一个匹配滤波器。
在更一般的情况中，突发型通信终端可以在两个以上的所允许基前置符号组波形序列中进行选择。这允许传送更多的信息位。通常，S/2个允许的基波形序列中的一个可用作前置符号组中的初始检测序列(例如头48个符号)被传输，从而传送头log2(S)个前置符号组信息位。类似地，S/2个波形序列之一可以作为前置符号组中的唯一字(例如后47个符号)被传输，从而传送后log2(S)个前置符号组信息位。
例如，在前置符号组的初始检测部分期间(例如头48个符号)，4个被允许的波形序列之一可以被传送。通常，这需要在接收机中使用多达4个匹配滤波器，如果这4个允许的序列是作为两对被选出，而且每对中的基序列彼此差别在于极性相反，则可以减少为2个匹配滤波器。这允许在初始检测序列中传送2个信息位。
更一般地说，前置符号组可以被分成R个部分，在每个部分中传送例如L个基符号序列之一。在那种情况下，在前置符号组中能被传送的信息位总数是log2(L*R)。为简单计，人们可能会对每个部分选用同一组基序列，从而限定了匹配滤波器的个数最多为L，而且或许是L/2个匹配滤波器，如果基序列选为彼此反向的序列对的话。
被传送的符号不一定必须是简单的二相相移数据(如式(1)所示)。更复杂的数据，例如四相相移数据可以被采用。然而，在这种情况中，图2所示唯一字检测器可能会更复杂，因为它必须检测由差分解码这些更复杂符号所产生的更复杂的波形。
尽管这里公开了最佳实施例，但可能有许多变体，它们仍在本发明的概念和范围中。对于普通熟悉本门技术的人而言，在研读这里的说明书、图件和权利要求书之后，便会清楚这些变体。所以除了所附权利要求书的精神和范围外，本发明不受其他限制。