电动机控制装置及电动动力转向装置 将 2009 年 9 月 14 日在日本提出的 2009-211767 号专利申请的全部内容引入本发 明作为参考。技术领域
本发明涉及电动机控制装置和电动动力转向装置。 背景技术 作为在电动动力转向装置 (EPS) 等中使用的电动机控制装置，有将三角波作为 PWM 载波进行电流控制，由此向电动机输出基于各相电流值和旋转角 ( 电动机旋转角 ) 的三相驱动电力的装置。
在这样的电动机控制装置中，在与各相对应的动力线的中途，设置有电流检测 用的电阻 ( 分路电阻 )。 各相电流值的检测基于这些各分路电阻的端子间电压进行。
例如，如日本特开 2009-1055 号公报所示，更常见的是，各分路电阻在构成其 驱动电路 (PWM 逆变器 ) 的各开关元件对 ( 开关臂 ) 的接地侧串联连接。 然后，各端 子间电压在被电流检测电路放大之后，输入构成电流检测器的电子电路 ( 微机 )。 其 中，这样使分路电阻的端子间电压放大并输出的电流检测电路的结构，例如在日本特开 2007-295753 号公报中有公开。基于在作为用于驱动该电动机而进行的电流控制的基础的 PWM 载波即三角波为 “峰” 的时刻所取得 ( 采样 ) 的电流检测电路的输出电压 ( 峰读出 电压 )，与之前紧邻的三角波为 “谷”的时刻采样的电流检测电路的输出电压 ( 谷读出电 压 ) 的差，进行各相电流值的检测。
即，通常，在三角波为 “谷” 的时刻，构成 PWM 逆变器的接地侧 ( 下段侧 ) 的各开关元件全部为断开。 即，在理论上，在该时刻取得的各输出电压为接地电压。 此 外，这些接地侧的各开关元件在三角波为 “峰” 的时刻全部为导通。 于是，通过使用 这些峰读出电压与谷读出电压的差，能够抑制开关噪声的影响，高精度地检测各相电流 值。
此外，在作为上述那样基于三相驱动电力动作的电动机 ( 无刷电机 ) 中，往往设 置有解算器 ( 电动机解算器 ) 作为旋转角传感器的结构。 于是，在以这样的电动机作为 控制对象时，基于通过向该电动机解算器输出励磁电流而得到的二相的输出信号 ( 正弦 信号和余弦信号 )，进行该旋转角的检测。
另外，这样的电动机解算器的结构和基于其输出信号的旋转角的检测方法的详 细内容，例如在日本特开平 11-160099 号公报中已经公开。 而且，向电动机解算器输出 励磁电流的励磁电路的结构，例如在日本特开平 5-52587 号公报中已经公开。
近年来，随着制造技术的提高，对于处理较大的电流的电路来说，也能够进行 其封装化，在上述那样的电动机解算器中，在其各相电流的检测中使用的电流检测电路 和电动机解算器的励磁电路形成在一个封装体内的结构不断增加。
但是，通过这样将电流检测电路和励磁电路集中在一个封装体中，这些电流检
测电路和励磁电路共用接地配线，由此，由于电流检测电路导致上述电阻端子间电压的 放大输出的基准电压 ( 电位 ) 发生变化。 于是，存在该基准电压的变动量作为励磁噪声 混入电流检测电路的输出电压，由此导致其电流检测精度下降的问题。
电流检测电路的电阻端子间电压的放大输出以及基于该输出电压的各相电流值 的检测，理论上均以接地电压为基准而进行。 但是，实际上将电流检测电路接地的接地 配线也存在电阻 ( 阻抗 )。 此外，通常来说，励磁电路、驱动电路这样的电流输出电路配 置在远离构成电流检测器的微机的位置。 由此，实际上电流检测电路作为基准的电压， 是与共用该接地配线的励磁电路的连接点的电压。 而且，该连接点的电压随着励磁电路 的励磁电流的输出，基于该接地配线的阻抗而变动。
即，与构成电流检测器的微机同样，以接地电压为基准的情况下，电流检测电 路的输出电压成为重叠了与该电流检测电路作为基准的上述连接点的电压的变动量相当 的励磁噪声的状态。 因此，如图 6 所示，当比较在一个电流检测处理中进行的各采样时 刻 (L1、H1、L2、H2、......) 取得的电流检测电路的输出电压时，各峰读出电压的值为从 对应的各谷读出电压的值偏置上述励磁噪声的变化量 (ΔV) 的值，结果，存在电流检测 精度下降的可能性。 发明内容 本发明的一个目的在于，提供一种在电流检测电路和电动机解算器的励磁电路 共用接地配线的情况下，能够高精度地进行电流检测的电动机控制装置及电动动力转向 装置。
本发明的一个方式的电动机控制装置包括 ：电流检测电路，其对与电动机的各 相对应地设置的电流检测电阻的端子间电压进行放大并进行输出 ；电流检测器，其以接 地电压为基准，基于上述电流检测电路的输出电压检测上述电动机的各相电流值 ；励磁 电路，其向为了检测上述电动机的旋转角而设置的电动机解算器输出励磁电流 ；以及电 动机驱动器，其基于上述各相电流值和上述旋转角进行将三角波作为 PWM 载波的电流 控制。 上述电流检测器，基于在上述三角波为峰的时刻所取得的上述电流检测电路的输 出电压与之前紧邻的上述三角波为谷的时刻所取得的上述电流检测电路的输出电压之间 的差，检测上述各相电流值。 此外，采用上述电流检测电路和上述励磁电路共用接地配 线的结构。 上述电流检测器在一个电流检测处理中在取得上述电流检测电路的输出电压 的各时刻，电动机控制装置设定上述励磁电流的相位，使得上述励磁电流的输出电平相 等。
在上述实施方式中，上述电流检测电路和上述励磁电流也可以形成在与构成上 述电流检测器的电子电路不同的一个封装体内。 根据上述结构，通过峰读出电压与谷读 出电压的差值运算，能够消除励磁噪声。 结果，在电流检测电路和电动机解算器的励磁 电路共用接地配线的情况下，也能够更高精度地进行电流检测。
在电流检测电路和励磁电路集合在一个封装体内的结构中，与从电流检测电路 的构成要素到与励磁电路的连接点的配线长度相比，电流检测电路和励磁电路共用的接 地配线的长度极大。 结果，由励磁电流的输出产生的励磁噪声也很大。 但是，根据上述 方式，这样的励磁噪声，无论大小如何都通过上述差值运算被消除。
也可以将上述方式的电动机控制装置搭载于电动动力转向装置。
根据上述结构，能够确保作为驱动源的电动机的控制中的高精度的电流检测， 能够提供稳定性和转向感优异的电动动力转向装置。 附图说明
本发明的这些优点和其它优点能够通过参照附图的下述实施方式的说明而变得 明确，这些附图中相同或相似的部位被标注了相同符号。
图 1 是电动动力转向装置 (EPS) 的概略结构图 ；
图 2 是表示 EPS 的电特性结构的框图 ；
图 3 是表示以三角波作为 PWM 载波的电流控制的状态的说明图 ；
图 4 是在一个封装体内形成的电流检测电路和励磁电路的概略结构图 ；
图 5 是表示电流检测时刻和励磁电流的相位与电流检测电路的输出电压上重叠 的励磁噪声的关系的说明图 ；以及
图 6 是表示电流检测电路的输出电压上重叠的励磁噪声的影响的说明图。 具体实施方式
以下，依据附图说明本发明的一实施方式。
如图 1 所示，本实施方式的电动动力转向装置 (EPS)1 中，固定有转向装置 2 的 转向轴 3 经由齿轮齿条机构 4 与齿条轴 5 连结，伴随转向操作的转向轴 3 的旋转，由齿轮 齿条机构 4 变换为齿条轴 5 的往复直线运动。 转向轴 3 通过连结柱轴 3a、中间轴 3b 和齿 轮轴 3c 而成。 而且，伴随该转向轴 3 的旋转的齿条轴 5 的往复直线运动，经由连结于该 齿条轴 5 的两端的联杆 6 传递至未图示的转向节，由此变更转向轮 7 的转角即车辆的行驶 方向。
此外，EPS1 包括 ：EPS 致动器 10，其是作为对转向系统施加用于辅助转向操作 的辅助力的转向力辅助装置 ；以及 ECU11，其是作为控制该 EPS 致动器 10 的动作的控制 器。
EPS 致动器 10 构成为作为驱动源的电动机 12 经由减速机构 13 与柱轴 3a 驱动并 连结的转向柱助力型的 EPS 致动器。 另外，在本实施方式中，减速机构 13 采用公知的蜗 轮蜗杆结构。 电动机 12 采用无刷电机，该电动机 12 通过从 ECU11 接受三相 (U、 V、 W) 的驱动电力的供给而旋转。 EPS 致动器 10 构成为，通过使该电动机 12 的旋转减速并 传递至柱轴 3a，将该电动机转矩作为辅助力施加于转向系统。
在 ECU11 上连接有转矩传感器 14 和车速传感器 15。 另外，本实施方式的转矩 传感器 14，在柱轴 3a 的中部，设置在比构成上述 EPS 致动机 10 的减速机构 13 更靠近转 向装置 2 侧。 于是，ECU11 基于由转矩传感器 14 和车速传感器 15 分别检测出的转向转 矩 τ 和车速 V，控制 EPS 致动器 10 的动作，详细地说是控制作为驱动源的电动机 12 产 生的电动机转矩，由此进行动力辅助控制。
在电动机 12 中，设置有用于检测其旋转角 ( 电角 )θ 的电动机解算器 16，该电 动机解算器 16 基于 ECU11 输出的励磁电流 Ie，输出相位不同的二相信号 ( 正弦信号和余 弦信号 )。 即，电动机解算器 16 构成一相励磁二相输出型的解算器。 于是，作为电动机驱动器的 ECU11 基于电动机 12 的旋转角 θ 和其各相电流值 (Iu、 Iv、 Iw)，对电动机 12 供给驱动电流，其中，电动机 12 的旋转角 θ 基于该电动机解算器 16 输出的二相输出 信号 Vsin、 Vcos 而检测到的。
接着，说明本实施方式的 EPS 的电特性结构。
图 2 是本实施方式的 EPS 的控制框图。 如该图所示， ECU11 包括 ：微机 17， 其输出电动机控制信号 ；以及驱动电路 18，其基于该微机 17 输出的电动机控制信号向电 动机 12 供给三相的驱动电力。
驱动电路 18 连接作为开关元件的多个 FET18a ～ 18f 而构成。 具体地说，驱动 电路 18 通过并联连接 FET18a、18d、 FET18b、18e、以及 FET18c、18f 的各组的串联电 路而构成。 FET18a、18d、FET18b、18e、FET18c、18f 的各连接点 19u、19v、19w 分别 与电动机 12 的各相的电动机线圈 12u、12v、12w 连接。
驱动电路 18 构成为，以串联连接的一对开关元件作为基本单位 ( 开关臂 )，使 与各相对应的三个开关臂 18u、18v、18w 并联连接而成的公知的 PWM 逆变器。 微机 17 输出的电动机控制信号成为规定构成驱动电路 18 的各 FET18a ～ 18f 的开关状态的栅极导 通 / 断开信号。 响应施加于各个栅极端子的电动机控制信号，各 FET18a ～ 18f 导通 / 断开， 切换向各相的电动机线圈 12u、12v、12w 的通电方式，由此施加的电源电压变换为三相 (U、 V、 W) 的驱动电力，并向电动机 12 输出。
在这些构成该驱动电路 18 的各开关臂 18u、18v、18w 的低电位侧 ( 接地侧，图 2 中下侧 )，分别串联连接有作为电流检测电阻的分路电阻 20u、20v、20w。 微机 17 使用 基于这些各分路电阻 20u、20v、20w 的端子间电压 Vtm_u、 Vtm_v、 Vtm_w 检测出的电 动机 12 的各相电流值 Iu、 Iv、 Iw 和基于上述电动机解算器 16 的各输出信号 Vsin、 Vcos 检测出的电动机 12 的旋转角 θ，对驱动电路 18 输出电动机控制信号。
详细地说，对微机 17 输入由上述转矩传感器 14 和车速传感器 15 检测出的转向 转矩 τ 和车速 V，微机 17 基于这些转向转矩 τ 和车速 V 决定应对转向系统施加的辅助 力 ( 目标辅助力 )。 该检测出的转向转矩 τ 越大、且车速 V 越小，则微机 17 运算出的 目标辅助力越大。 然后，要产生与该目标辅助力相当的电动机转矩，基于上述检测出的 各相电流值 Iu、 Iv、 Iw 和旋转角 θ 进行电流控制，由此生成上述电动机控制信号。
更详细地说，微机 17 对与上述目标辅助力对应的电流指令值进行用于跟踪电动 机 12 的实际电流值的电流反馈控制 ( 运算 )。 另外，在本实施方式中，该电流反馈控 制，通过根据电动机 12 的旋转角 θ 对该检测出的各相电流值 Iu、 Iv、 Iw 进行坐标变换 ( 三相 / 二相变换 )，而在 d/q 坐标系中进行。 即，无刷电机产生的电动机转矩能够通过 q 轴电流进行控制，因此，与上述目标辅助力对应的电流指令值作为 q 轴电流指令值进行 运算。 通过对作为运算结果而得到的 d/q 坐标系的电压指令值进行逆变换 ( 二相 / 三相 变换 )，得到三相坐标系 (U、 V、 W) 的各相电压指令值。
进一步，微机 17，基于与上述那样运算出的各相电压指令值对应的各 DUTY 指令值与作为 PWM 载波 (carrier) 的三角波的比较，生成规定构成驱动电路 18 的各 FET18a ～ 18f 的开关状态 ( 导通 / 断开动作 ) 的电动机控制信号。
具体地说，如图 3 所示，在构成驱动电路 18 的各开关臂 18u、18v、18w 中，设
置有防止其高电位侧 ( 上段 ) 的 FET 与低电位侧 ( 下段 ) 的 FET 之间短路 ( 臂短路 ) 的 停滞时间，因此使用在上下方向偏移的二个三角波 δ1、 δ2(δ1 ＞ δ2)。
即，微机 17 在与三角波 δ1 的值的比较中，生成在各 DUTY 指示值 Du、 Dv、 Dw 较高时，使与该相对应的高电位侧的各 FET18a、18b、18c 导通，而在各 DUTY 指示 值 Du、 Dv、 Dw 较低时，使各 FET18a、18b、18c 断开的电动机控制信号。 同样的，在 与三角波 δ2 的值的比较中，生成在各 DUTY 指示值 Du、 Dv、 Dw 较低时，使与该相对 应的低电位侧 ( 下段 ) 的各 FET18d、18e、18f 导通，而在各 DUTY 指示值 Du、Dv、Dw 较高时，使各 FET18d、18e、18f 断开的电动机控制信号。 于是，通过基于该电动机控制 信号使驱动电路 18 动作，电动机 12 能够产生与上述电流指令值对应的实际电流。
这样，作为电动机驱动器的 ECU11，基于检测出的各相电流值 Iu、 Iv、 Iw 和电 动机 12 的旋转角 θ，进行以三角波为 PWM 载波的电流控制。 由此，能够控制用于产生 与目标辅助力对应的电动机转矩的电动机 12 的动作。
接着，说明本实施方式的电流检测和励磁电流输出的方式。
如图 2 所示，在 ECU11 中设置有放大器 IC21，上述作为电流检测电阻而设置的 各分路电阻 20u、20v、20w 的端子间电压 Vtm_u、 Vtm_v、 Vtm_w，由在该放大器 IC21 内形成的电流检测电路 22 放大。 微机 17 基于该电流检测电路的输出电压，检测电动机 12 的各相电流值 Iu、 Iv、 Iw。 详细地说，如图 4 所示，以与电动机 12 的各相对应的方式，使各电源供给线 23u、23v、23w 所并联连接着的运算放大器 24u、24v、24w 的各输入端子分别与其对应 的各分路电阻 20u、20v、20w 的电源侧和接地侧的各端子连接，由此形成电流检测电路 22。
于是，作为电流检测器的微机 17，在规定的时刻取得这些各运算放大器 24u、 24v、24w 基于其动作电压 V1 进行放大并输出的各分路电阻 20u、20v、20w 的各端子间 电压 Vtm_u、 Vtm_v、 Vtm_w，由此检测各相电流值 Iu、 Iv、 Iw。
具体地说，如图 3 所示，微机 17 在成为上述电流控制的基础的作为 PWM 载波的 三角波 (δ1、 δ2) 为 “谷” 的时刻 ( 图中的时间 T1) 和为 “峰” 的时刻 ( 图中为时间 T2)，取得 ( 采样 ) 电流检测电路 22 的输出电压。 另外，此时， “为峰的时刻”、 “为 谷的时间” 分别表示三角波的值为 “最大”、 “最小” 的时刻。 然后，微机 17 基于在 该三角波为 “峰” 的时刻取得的电流检测电路的输出电压 ( 峰读出电压 ) 和在之前紧邻 的三角波为 “谷” 的时刻采样而得的电流检测电路的输出电压 ( 谷读出电压 ) 的差，检 测各相电流值 Iu、 Iv、 Iw。
此外，如图 4 所示，ECU11 中，在放大器 IC21 内，与该电流检测电路 22 一同， 还形成有向上述电动机解算器 16 输出励磁电流 Ie 的励磁电路 25。
详细地说，励磁电路 25 具有将两个晶体管 26、27 正负对称地连接而成的推挽电 路 28。 另外，推挽电路 28 通过使 PNP 晶体管和 NPN 晶体管的集电极端子彼此连接而形 成。 励磁电路 25 向构成该推挽电路 28 的各晶体管 26、27 的各基极端子输入正弦波状的 励磁信号 Se，基于经由电源供给线 29 施加的动作电压 V2 放大该励磁信号 Se，由此生成 上述电动机解算器 16 的励磁电流 Ie。
微机 17 具有输出矩形波状的 SIN 波 PWM 信号 Ssin_pwm 的功能。 而且，在励
磁电路 25 中设置有输入该 SIN 波 PWM 信号 Ssin_pwm 的低通滤波器 (LPF)30。
在励磁电路 25 中，微机 17 输出的 SIN 波 PWM 信号 Ssin_pwm 通过该低通滤波 器 30，生成上述那样的正弦波状的励磁信号 Se。 然后，该励磁信号 Se 经由缓冲器 31 输 入推挽电路 28，由此向电动机解算器 16 输出励磁电流 Ie。
在放大器 IC21 中，上述电流检测电路 22 的各电源供给线 23u、23v、23w 与励磁 电路 25 的电源供给线 29 并联连接。 此外，在 ECU11 中，这样的电流检测电路 22 和励 磁电路 25 在一个封装体内形成的放大器 IC21 配置在远离微机 17 的位置。 而且，放大器 IC21 的接地配线 33 的一端与微机 17 的接地配线 34 连接，由此放大器 IC21 接地。
但是，由于像这样电流检测电路 22 和励磁电路 25 共用一个接地配线，因此产生 在电流检测电路 22 的输出电压上叠加了励磁电路 25 输出励磁电流 Ie 而产生的励磁噪声的 问题。
即，电流检测电路 22 进行的各分路电阻 20u、20v、20w 的端子间电压 Vtm_u、 Vtm_v、Vtm_w 的放大输出，理论上与构成电流检测器的微机 17 同样，以接地电压 V0 为 基准。 但是，实际上，在其接地配线 33 中也存在电阻 ( 阻抗 )。 因此，如上所述，在与 励磁电路 25 共用该接地配线 33 的结构中，实际上，电流检测电路 22 作为基准的电压成 为与励磁电路 25 的连接点 P 处的电压。 于是，伴随励磁电路 25 的励磁电流 Ie 的输出， 实际的基准电压 V3 发生变动，由此该电压变动量作为励磁噪声叠加于励磁电路 25 的输出 电压。 为了应对该问题，如图 5 所示， ECU11 设定该励磁电流 Ie 的相位，使得在作为 该 PWM 载波的三角波为 “峰” 的时刻 (H1、H2、......) 和之前紧邻的三角波为 “谷” 的 时刻 (L1、 L2、 ......)，该励磁电流 Ie 的输出电平相等。
具体地说，在本实施方式中，励磁电流 Ie 的一个周期为作为 PWM 载波的三角波 的二倍。 于是，在具有正弦波形的励磁电流 Ie 为 “0°” 时三角波为谷的相位成为基准 的相位 ( 该图中虚线所示的波形 )。 于是，微机 17 输出 SIN 波 PWM 信号 Ssin_pwm，使 得该励磁电流 Ie 的相位从该基准相位超前 “45°”，由此设定为，在该一个电流检测处 理中，在取得电流检测电路 22 的输出电压的各时刻 (L1、 H1、 L2、 H2、 ......)，重叠在 该输出电压上的励磁噪声的值相等。
根据以上结构，本实施方式的 ECU11 能够得到以下的效果。
1) 电动机解算器 16 的励磁电流 Ie 与作为 PWM 载波的三角波同步。 因此，如 上所述在电流检测电路 22 的输出电压上叠加有励磁噪声的情况下，各峰读出电压的值为 从对应的各谷读出电压的值偏置了该励磁噪声的变化量 (ΔV) 的值 ( 参照图 6)，结果， 电流检测精度下降。
但是，如上所述，作为电流检测器的微机 17 在一个电流检测处理中在取得电流 检测电路 22 的输出电压的各时刻 (L1、 H1、 L2、 H2、 ......)，重叠于该输出电压的励磁 噪声的值相等，由此，利用该峰读出电压与谷读出电压的差值运算，能够消除该励磁噪 声。 结果，在电流检测电路 22 和电动机解算器 16 的励磁电路 25 共用接地配线 33 的情 况下，也能够更高精度地进行电流检测。
2) 特别是，在电流检测电路 22 和励磁电路 25 集合在放大器 IC21 这样的一个封 装体中的结构中，与从构成该电流检测电路 22 的各运算放大器 24u、24v、24w 到励磁电
路 25 的连接点 P 的配线长度相比，电流检测电路 22 和励磁电路 25 共用的接地配线 33 的 长度极大。 因此，由励磁电流 Ie 的输出产生的励磁噪声也很大。 但是，根据上述结构， 无论励磁噪声的大小如何，都能够利用差值运算消除其影响。 于是，通过应用于这样的 封装体化后的结构，能够得到更显著的效果。
另外，上述实施方式也可以进行以下的变更。
在上述实施方式中，将本发明具体化为 ECU11，其是控制作为 EPS 致动器 10 的 驱动源的电动机 12 的动作的电动机控制装置。 但是，并不限定于此，也可以应用于 EPS 以外的用途。
此外， EPS 的形式也不限于转向柱助力型，也可以是齿轮助力型、齿条助力 型。
在上述实施方式中，电流检测电路 22 和励磁电路 25 通过形成在放大器 IC21 内 而集合于一个封装体。 但是，并不限定于此，只要是共用接地配线的结构，则并非必须 形成在一个封装体内。 另外，在该情况下，与从电流检测电路的构成要素到励磁电路的 连接点的配线长度相比，接地配线的长度越大，能够得到越显著的效果。
在上述实施方式中，构成励磁电路 25 的推挽电路 28 通过使 PNP 晶体管和 NPN 晶体管的集电极端子间连接而形成，但推挽电路的结构并不限定于此。
在上述实施方式中，通过使微机 17 输出的 SIN 波 PWM 信号 Ssin_pwm 通过低通 滤波器 30 而生成正弦波状的励磁信号 Se。
但是，并不限定于此，也可以采用将由其它方法生成的励磁信号 Se 输入推挽电 路 28 的结构。
在 上 述 实 施 方 式 中， 通 过 使 励 磁 电 流 Ie 的 相 位 从 作 为 基 准 的 相 位 超 前 “45°”，使得在一个电流检测处理中在取得电流检测电路 22 的输出电压的各时刻，叠 加于该输出电压的励磁噪声的值相等。 但是，并不限定于此，只要同样地能够使得在一 个电流检测处理中在取得电流检测电路 22 的输出电压的各时刻，重叠于该输出电压的励 磁噪声的值相等，则励磁电流 Ie 的相位可以任意偏移。 具体地说，可以使励磁电流 Ie 的 相位超前 “225°” 或者滞后 “135°” 或 “315°”。