零差无线接收器中数字基带信号步级DC扰动之补偿方法 本发明系关于一种用于零差无线接收器中数字基带信步级DC扰动之补偿方法，特别系关于一种零差行动无线接收器。
近年来，零差行动无线接收器已经变得非常重要。由于零差行动无线接收器无中间频率阶段，因此在一芯片之上可达到更高程度的整合，以降低该行动无线接收器之成本。
零差接收器架构之主要问题为在无线频率(RF)接收器中非线性造成在混合器阶段之输出的正交解调信号(quadrature-demodulatedsignal)中存在的DC组件，且这些不利地影响该行动无线接收器之接收品质。这些DC组件系如下所指，根据正常的口语使用，系为直流抵补(DC offset)。由于DC抵补不利地影响该接收信号之均等化且导致该接收器中位错误速度的增加，在基带信号处理过程中，该DC抵补必须被校正。
在零差基带接收器中，一般系假设在一爆冲中该DC抵补不变，且由此在该基带信号之均等化之前，估计且校正该DC抵补。当一爆冲(burst)中该DC抵补中发生相对大的步级改变时，这些方法发生困难。在此状态中，一爆冲上该DC抵补之估计造成一平均值，其并非在该步级改变之前对应于该DC抵补，亦非在该步级改变之后对应于该DC抵补。这造成此爆冲粗劣的均等化，且对于可达到的信号品质具有不利的影响。
美国专利说明书6,115,593与6,148,047中，提出零差接收器中DC抵补补偿之模拟电路概念。
欧洲专利申请EP 0 594 894 A1揭露一种用于TDMA(时间分割多重存取)接收器中抵补校正的方法，其中该接收器之模拟区域与数字区域中皆校正DC抵补，考虑到操作系数，例如取得与接收频率。决定该DC抵补之测量时间，系至少一时槽。
本发明之目的系详细说明一种用于改善零差无线接收器之接收品质。
本发明目的之达成系基于权利要求第1项之特征。
本发明所依据之概念基础，系决定一爆冲中零差无线接收器中基带信号步级DC扰动之时间曲线(time profile)，且自基带信号计算一表。此表示该基带信号中该步级扰动被定义，且系于该补偿过程中系被正确考虑到的(亦即作为步级-函数曲线)。因而改善AM抑制，其详细描述如下。
本发明之一较佳实例，其特征系自第一步骤中，决定一爆冲中发生步级DC扰动之时间T。在第二步骤中，估计该步级DC扰动之大小。在第三步骤中，对于该步级DC扰动计算该时间曲线，以考虑所决定的时间Tst，以及该DC扰动之估计大小。该步级DC扰动系于第四步骤中进行补偿，其系藉由自数字基带信号减去该DC扰动之所计算的时间曲线，因而产生步级更正的基带信号。
已经提到的系数(时间Tst与该步级DC扰动之大小)使其可能以计算复杂度之可接受程度，充分考虑于DC抵补校正之一爆冲中该步级扰动。
根据本发明方法之一特定较佳实施例，其特征系为计算该步级DC扰动之大小，在该DC扰动大小之估计中，以所忽略的该防卫时间间隔中该基带信号，而考虑所决定的时间Tst附近的防卫时间间隔。该防卫时间间隔使其可能确保Tst的定义中不正确性与不确定性，对于该步级大小估计没有影响或仅有一点影响，系由于信号值通常被忽略，因而可能排除其所属之DC步级的侧面区域的可能性(来自于不确定性)。
根据本发明方法之另一优点测量系反复产生以步级为导向之基带信号。此可改善该扰动补偿之正确性。
在此范例中，一有利的反复顺序，其特征系为该顺序包含下列步骤：两次或多次计算Tst附近步级DC扰动之时间曲线，基于一预先决定的标准基础上，评估由此方式所得之不同地步级更正基带信号版本，以及选择该步级更正基带信号版本之一作为该评估结果的函数。
再者，根据本发明，在该过程中可考虑其它具影响力的变化，用于补偿DC扰动。本案中，本发明之一有利的变异方法，其特征系为该爆冲中Tst的位置系于第一步骤中评估，且在第二步骤中使用该评估结果以决定是否根据计算规则，产生步级更正基带信号。此使得其可在不同的方法程序之间转换成为该决定之时间Tst之函数。
举例而言，可在该爆冲之开始及/或结束时，预先决定具有一特定间隔长度之第一时间间隔，且仅有当Ts系于这些第一时间间隔之外时，才可更正该步级DC扰动。此测量确保当没有预期任何特定改善时，该步级DC扰动未被更正，这是由于该DC步级之位置系紧邻该爆冲开始或是紧邻该爆冲末端。
另一可能的方式当根据本发明实施该方法时，当Tst系于该爆冲中一第二时间间隔内时，一爆冲中该DC步级之位置系包含于所反复产生之该步级更正基带信号中。由于该步级更正基带信号之反复产生，可使该步级侧之区域中资料符号之接收品质改善，此代表即使位于「扰动中心」的信号组件可具有用以补偿之DC抵补步骤。
当该爆冲中一训练信号中发生该步级DC扰动时，这是非常有利的。在此状态中，特别系需要该步级DC扰动之正确补偿，因为该训练信号系用于信道评估，且其正确性依序影响带有信息之爆冲的相邻信号区段均等化的品质。
本发明之其它优点与修饰系如权利要求依附项中所述。
本发明可藉由图标之参考与下列实施例及其变异得以详细阐述。
图标之简单说明
图1之方块图系说明外差接收器概念中一接收信号路径。
图2系以电压信号与时间之作图，说明一步级DC扰动。
图3A系概述一爆冲结构。
图3B系说明图3A中所示之爆冲中一步级信号，其系为一步级DC扰动而计算，如同一诱发时间之左方与右方用于DC抵补估计该爆冲之说明。
图4A系基于一步级模式，说明以一突然侧升(sudden flankrise)，计算一步级DC扰动之时间曲线。
图4B系基于一步级模式，说明以一步级侧升作为一斜坡函数，计算一步级DC扰动之时间曲线。
图5A系对应于图4A说明不同的时间曲线，以反复产生该步级更正基带信号。
图5B系对应于图4B说明不同的时间曲线，以反复产生该步级更正基带信号。
图6系一流程图，基于该步级模式，如图5A所示以一突然侧升之反复的DC步级补偿。
发明之详细说明
图1之方块图，系解释一外差接收器之原理，且说明此接收器中的信号路径。
该接收器具有一天线ANT，藉其接收一无线信号，且传送至一低噪声之放大器LNA。通过该放大器LNA之输出至一混合器MIX，其系直接向下混合该接收信号至基带，且将该接收信号分割为I与Q分支。为此目的，该混合器MIX具有两个混合阶段CO1与CO2，其系由该接收信号之载体频率所驱动，彼此相偏移为90度。该载体频率系于振动器LO中产生，且藉由该相偏移器PHS进行相偏移。
该混合器MIX之两模拟基带输出系分别形成于低通透过滤器LP1与LP2中，且系分别藉由放大器A1与A2进行放大。
光学模拟DC抵补连接阶段OC1与OC2，系说明于该放大器A1与A2之信号路径下游中，且其各更正该模拟区域中的DC抵补信号。如习知技艺中所知的DC抵补更正阶段，系避免在该信号路径中自这些阶段下游所提供之模拟/数字转换器ADC1与ADC2之过度驱动。
该模拟/数字转换器ADC1与ADC2将该模拟I与Q基带信号数字化，亦即其产生对应的数字基带信号。
该模拟/数字转换器ADC1与ADC2之后分别为物理性地相同更正阶段STC1与STC2，藉此以实施本发明之方法。此代表这些阶段决定(详述于后)一爆冲中一步级DC扰动之时间曲线，且在其输出产生一步级更正基带信号。为达此目的，该更正阶段STC1与STC2各别需要诱发信号TG、TG’，以指示该爆冲中一DC扰动之时间。
在数字过滤之后(未说明)该步级更正数字基带信号，系被通过至一均等器EQ，其系进行适用之均等化。在适用之均等化的过程中，在行动无线信道中被引入作为多重信道宣传之符号干扰，系被更正为该行动无线信道之实际传输特性。为达此目的，首先系藉由使用一信道评估器，以测量该行动无线信道之传输特性(称为信道评估)，且藉由使用该信道评估过程中所决定之信道系数(行动无线信道之脉冲反应)，以进行适用之资料侦测。
由于所传输之信号一般系经由该行动无线信道(该信道编码器增加冗位至该收费负载信号)藉由该传输器中一信道编码器先行处理，以进行传输，提供一帐户译码器DC0，其系使用该冗位信息以减少该传输错误。在后续来源译码之后(未说明)，藉由一数字/模拟转换器DAC将该数字信号转换至一模拟信号，且被通过至一讯息槽S(例如扬声器)。
图2系说明发生在该基带信号中一步级DC扰动之时间曲线，如所述之模拟电压信号V与时间T之作图。此扰动具有一特征曲线1，而后明显改变，且在一段之间之后再次保持固定。一扰动，例如可藉由具有上升侧2a与较大或较小梯度之一步级信号2而接近于此。可藉由列三个系数描述此步级信号2：
Δtd：关于一参考时间t0，该DC步级之开始时间
Δt1：该步级上升之时间期
Vdc：该DC步级之大小
该步级DC扰动1之一特征系为Δt1较一爆冲之时间期Tb为短。一DC抵补，例如其亦系指下文之动态DC抵补。该参考时间t0总系为发生该步级DC扰动1之该爆冲之开始时间。
爆冲系为短用户信号，其时间期Tb一般系短于无线路径之传输特征改变之典型时间期。
爆冲之使用系为使用TDMA(时间分割多重存取，Time DivisionMultiple Acces s)多重存取组件之预先条件。在此范例中，正常情况下，每一个时间槽仅传输一个爆冲。例如，一GSM(行动通讯之全球系统)信号系自TDMA架构形成，其系包含八个时间槽(爆冲)。然而，亦可于没有TDMA组件的信号中使用爆冲。
关于动态DC抵补，一RF接收器之特征系为系数AM抑制(AM_sup)，其系以分贝(dB)引用。在一理想的而非实际使用的RF接收器中，发生在输出STC1或STC2的该DC步级之大小为零，而无关于另一信道中一干扰来源程度之大小。另一方面，在有限的AM抑制范例中，一DC步级系产生于该EQ均等器之输入，且大小系为|Vdc|＞0。此可根据下列自该输入信号程度L_sig、该干扰信号程度L-interfer、该AM抑制AM-sup之值与该最大信号振幅Vsig之关系式而得，：
|Vdc|Vsig=10(L_interfer-L_sig-AM_sup)/20]]>
根据ETSI：2000年七月「GSM推荐05.05版8.5.0」，GSM特有之一种AM抑制之测试，其系利用L_interfer＝-31dBm且最大可允许的输入信号程度L_sig_max＝-99dBm。(-99dBm对应于一功率，1mW下之-99dB)。定义GPRS(整合封包无线服务，General Packet RadioService)信道之不同值的L_sog_max。例如，定义该值L+sig_max＝-93dBm于CS3RLC编码计划，其系受宣传条件RA250管制。表一系说明「传统的」GSM信道与宣传条件RA250之GPRS编码计划的相对DC步级值Vdc/Vsig。
表一： AM抑制[dB] Vdc/Vsig[％] GSM(传统的) CS3RLC RA250 74 50.1 25.1 78 31.6 15.8 82 20.0 10.0 86 12.6 6.3 90 8.0 4.0 94 5.0 2.5
图3A与图3B系说明根据本发明之方法，用以补偿一步级DC扰动。
图3A系说明一爆冲3之一种可能的数据结构。此处该GSM爆冲3具有一第一讯息携带部分N1，一中间缓步形式之训练序列TR，以及一第二讯息携带部分N2。在GSM的范例中，该爆冲部分N1与N2各具有57个资料符号(位)，且该训练序列TR具有26资料符号之长度。
图3B解释如何决定一步级DC扰动1之该步级信号2，且于该更正阶段STC1与STC2中重新建构。初始时未知该步级信号2。该RF接收器侦测I分支与Q分支中该基带信号之DC组件的改变，而后在自该脉冲T0之开始所计算之时间Tst，产生一诱发信号TG。原则上，此诱发信号TG之产生可于模拟或数字信号处理区段。
由于诱发时间Tst的不正确性，其不需要实际反映该DC步级2a之时间。例如，如图3B中所示，该诱发时间Tst甚至可发生于基带中实际DC步级2a侧升的开始。实际发生在该DC步级2a之一半的步级高度之最佳诱发时间Tst，系如图3B中Tst-opt所示。
在时间Ts t发生一诱发信号TG之后，该DC步级2a的大小Vdc如下所评估。N个资料符号之两保卫时间间隔SI1与SI2系被定义为该诱发时间Ts t之前与之后，且在该步级大小Vdc之评估中忽略所对应的信号组件。该数目N系取决于该诱发信号TG之时间不确定性。此不确定性越大，就必须选择越大的N。该保卫时间间隔SI1、SI2亦可具有不同的长度。
而后自该爆冲开始t0至第一保卫时间间隔SI1之开始，进行第一信号评估(亦即图3B中下方的阴影区段A)，且于该DC抵补至该Tst的左方决定一评估值dc1。在该第二保卫时间间隔SI2端点至该爆冲3的端点(阴影区域B)，开始进行一第二信号评估，且于该DC抵补至该诱发时间Tst的右方决定评估值dc2。此两DC抵补值之间的差dc2-dc1，系评估的步级大小Vdc。
可使用不同的方法，以于该爆冲次区段A与B，计算该DC抵补值dc1、dc2，例如将I与Q信号值平均或配合至一循环。
亦需要提供关于步级侧2a之梯度的变异，以计算该步级DC扰动1之该步级信号。
最简单的选择系藉由使用一系数n之步级模式，预先决定该步级侧2a之梯度。在该步级模式中，该步级侧中上升延伸于一时间期2nT之上，其中T系指该符号时间期。n＝0系对应于一突然步级上升，且更大值的n系对应于具有一较平坦上升的DC步级2a。
该步级DC扰动1之时间曲线的计算，系利用Tst、dc2、dc1与n之值。对于该诱发时间Tst与n≠0(步级模式作为斜坡函数)，系以线2’表示，对于该诱发时间Tst与n＝0(具一突然侧升之步级模式)，系以线2”表示，以及对于「更正」诱发时间Tst_opt，系以粗的线2表示(提供以正确决定之dc2-dc1＝Vdc)＞如图3B中所示，该线2、2’与2”皆会合于该步级侧2a。
此清楚地显示该步级大小dc2-dc1之决定，系独立于以保卫时间间隔SI1、SI2为基础之该正确诱发时间之外。关于Tst-_opt，该诱发时间Tst之初始中的错误，仅造成沿着时间轴t相对于该DC步级2，重新建构之DC扰动之所计算的时间曲线2’或2”中产生偏移。
图4A与图4B系说明对于不同的步级模式，该步级DC扰动1之所评估的时间曲线。图4A系以具有突然步级上升(n＝0)之一步级模式为基础。以n＝2之一斜坡函数为基础之步级模式，且该步级侧延伸于五个资料符号(四个符号时间期)之上，系如图4B中所示。该图标系说明直线所通过的点，每一资料符号之所计算的DC抵补值。在图4A的范例中该诱发时间Tst系发生于垂直的步级升侧，然而在图4B中，基于一斜坡函数之该步级上升，其计算方式系为该DC步级之侧，系于该诱发时间Tst之大小的一半。该步级侧中该DC抵补值dc_st(i)之计算，系利用下列之关系式：
dc_st(i)＝dc1+i*(dc2-dc1)/2n 其中i＝0，...，2n
在最后的步骤中，根据以上描述，于整个爆冲3之上计算DC抵补值，其系减自于该数字基带信号，以补偿该数字基带信号中该步级DC扰动1。每一个各别爆冲之减算，系于该更正阶段STC1与STC2中进行。
该步级更正信号可被反复计算，以改善该诱发时间Tst的正确性。可藉由图5A解释具有突然上升之步级模式，且参考图5B，其系说明具有以斜坡函数为基础之步级上升的步级模式。当反复产生该步级更正基带信号时，藉由已描述之方式，首先计算所决定之诱发时间Tst之DC步级曲线S0。而后以相同的方式计算Tst左方与右方之其它的诱发时间Tst-2T、Tst-T、Tst+T与Tst+2T之DC步级曲线S-2、S-1、S1与S2。该对应之步级曲线系如图5A与图5B中该两步级模式所示。
而后藉由利用每一个步级曲线S-2、S-1、S1与S2更正该数字基带信号。
由此方式所获得之该两个或多个步级更正数字基带信号，系于后续步骤中进行评估。通常系藉由选择具有自该均等器EQ之最佳信号品质下游之该步级更正基带信号，以进行该评估程序以及剩余之信号处理。
若该步级侧系位于该资料爆冲中该训练序列TR之区域中，则有一简单的方式，藉由将该步级更正基带信号之每一个资料值与已知的训练序列TR之资料值相关联，以决定此最佳更正基带信号。而后，具有最佳相关联结果之步级补偿资料信号，系用于剩余之信号处理。
图5A与图5B系说明在该步级侧之区域中仅有少数的资料值需要被重新计算，以计算不同的DC步级曲线。因此，不同的步级更正基带信号之计算，系仅涉及非常低的计算复杂度。
根据本发明之另一优点，其系包含不需要被进执行的DC步级更正程序，但是仅当该诱发时间Tst距离该爆冲界线相当远时，棋会被执行。位于该爆冲之开始与结束之第一时间间隔(未说明)，系因此目的而被定义。若该诱发时间Tst发生在其中一个第一时间间隔之中，则没有DC步级更正系由此方式而进行，且取而代之的是该DC抵补固定不变，且于整个爆冲以正常的方式将其更正。例如以位于该爆冲之中心区域且藉由减算自该数字基带信号所移除之资料符号为基础，决定此不变的DC抵补。
在该爆冲3中所发生的训练序列TR之时间间隔，系指下文中之第二时间间隔。以上所叙述之两个测量(反复产生该步级更正基带信号与DC步级补偿作为Tst位置之函数)而后可结合于下列方式中：
Tst系于一第一间隔之中：
没有进行DC步级补偿，若有需要，仅有一固定不变的DC抵补之补偿；
Tst系于第二时间间隔之中：
由于需要该训练序列TR以评估该行动无线信道之脉冲反应，所以在此情况下，需要具有特别地高时间正确性之DC步级补偿。因而使用反复的DC步级补偿。
Tst非于第一时间间隔，亦非于第二时间间隔中：
所描述的「正常」DC步级补偿之进行，系利用已提到的该步级模式之一。
图6系一详细的流程图，说明一步级补偿之数字基带信号的反复计算。
在第一步骤中，分别于爆冲区段A与B(亦即该保卫时间间隔)中评估该DC抵补。
在下一步骤中，进行一初始化程序。
该符号时间期T之单位中所测量的不连续时间，系以amtrg表示。多变的amtrg-st系对应于Tst/T，且代表关于发生诱发信号之资料符号的数目。所选择之初始化如下：
amtrg＝amtrg_st-2
xstore_len＝4
xscore-start＝amtrg
pos_tmp＝0
在此范例中，xstore_len系代表两保卫时间间隔之长度2N，maxcorr_tmp系代表一暂时更正值，xstore_stat系代表资料符号之储存之不连续的开始时间，以及pos_tmp系代表一暂时的位置变化。
在下一步骤中，进行一检视，以决定是否需进行该第一反复。对于所有的样品值xk进行一步级更正，则系利用具有突然步级上升之该步级模式。
在下一步骤中，该步级更正样品值之解旋转，系利用一解旋转角度α0。该解旋转角度α0取决于所使用之调整形式。
而后该解旋转之步级更正样品值系与整个训练序列TR相关联。该搜寻窗口包含16个样品值。相关联之结果得一值maxcorr。
在下一步骤中，储存该步级更正与解旋转之样品值，且增加amtrg。
而后检视该条件maxcorr＞maxcorr_tmp。若满足此条件，则更新maxcorr_tmp与pos_tmp之值，且以xstore_start为开始，储存中心xstore_len样品值。若上述条件未被满足，则省略此一步骤。
在下一步骤中，进行一检视，且决定是否此为实际的最终反复。由于此不是第一反复，该方法在再一次跳回到已提到的条件步骤，其中进行一检视以决定是否其为第一反复。
非此范例。在下一步骤中，而后该方法于关于该不连续时间amtrg-1之样品值，进行一DC抵补更正。用于此一目的之方程式系为：
xk[amtrg-1]＝xk-1[amtrg-1]+(dc2-dc1)*exp(-j(amtrg-1)*α0)
其中j系代表虚数单位。
在下一步骤中，将以此方式所计算的步级更正及解旋转样品值，与整个训练序列TR相关联。该检索窗口需要位置pos_tmp-1、pos_tmp、pos_tmp+1、pos_tmp+2之样品值。取决于此比较之结果，而后进行第一反复以描述之储存步骤。
持续反复回路直到达到最后之反复。在此范例中，更新该中心xstore_len样品值，以xstore_start开始。亦更新maxcorr与pos之值。
请参阅图6之实施例，具有突然步级上升，以该步级模式为基础之一步级更正基带信号之反复产生，可于模拟方式中，被转换至该步级模式，其中该步级侧升系作为斜坡函数。主要的差别系为必须在初始化步骤中定义另一多变的ddc＝(dc2-dc1)/4，且必须设定xstore_len＝7以及xstore_start＝amtrg-1。而后在该回路中，该解旋转DC抵补更正值之计算规则系i＝amtrg-2，..，amtrg+1
xk[i]＝xk-1[i]+ddc*exp(-j*i*α0)
对于AM抑制AM_sup之不同值，上述之方法具有COSSAP位真实模式。仿真逻辑信道GSM TCHHS、GSM SCH以及GPRS CS3RLC。设定下列仿真条件：
环境：乡村区域(RA：田园区域)
速度：250公里/小时
架构数目：10000
输入信号程度：-99dBm(TCHHS/SCH)或是-93dBm(CS3RLC)
干扰程度：-31dBm
Δtd：73T(亦即73符号)
Δt1：4.5T(亦即4.5符号)
N：5T(亦即5符号)
Tst错误：-2T(亦即-2符号)
可预见的是，低程度的AM抑制(亦即大的DC步级)可到达超过3dB(AM_sup＝78dB)之改善。若该AM抑制非常低(AM_sup-74dB)，则根据本发明仅藉由进行DC步级补偿，以在仿真中达到收敛。若是AM抑制非常高(亦即该DC步级扰动非常地小)，则由于不正确的DC评估，而使得该DC步级补偿导致比忽略该步骤之DC补偿更差之结果。