RF功率放大系统及方法 【发明背景】
本发明一般涉及RF功率放大器，更特别涉及高效、线性RF信号放大。
RF信号放大是RF信号产生和发射中的共同步骤。典型的，无线通信设备，例如无线通信网络中使用的移动终端，包括一个或多个实现RF信号放大的功率放大器。这些功率放大器将移动终端发射的RF信号的功率电平提高到适合发射到远程基站等处的电平。
移动终端通常对总工作功率有明显的限制。因为移动终端的体积因消费者对便利和轻便的要求而减小，所以包含的电池组的体积也会减小。因为移动终端的RF功率放大区是主要功耗区域，所以高效的信号放大对可接受的移动终端“通话时间”额定值是最为重要的。该额定值是给定移动终端在耗尽其电池电荷之前以有源通信模式工作的时间长度。因此功率放大器的效率对于获得竞争性地移动终端工作时间是关键性的。
输出RF功率与输入DC功率之比得到功率放大器的效率额定值。通常，给定功率放大器的效率随放大器输出功率沿着线性放大范围向上移动而增加，在放大器工作的饱和模式的规定点效率达到其最大值。虽然移动终端等电池供电设备中的功率放大器理论上在任何正在有源发射的时候都将以饱和模式工作，但通信标准典型确定这种工作是否是可容许的。例如，长期制定的高级移动电话系统(AMPS)标准定义了一种恒包络、调频发射信号。
当在AMPS系统中发射时，功率放大器不需要传递振幅信息，能够以效率更高的饱和模式工作。例如在改进数据率GSM服务(EDGE)中使用的较新的数字调制标准使用的技术需要某些形式的线性信号调制。例如EDGE使用8路相移键控(FSK)调制。这些数字调制标准的效率更为可怕，例如它们容许在给定射频带宽部分中传输更多的信息。但是，因为需要线性放大，所以放大器功率效率降低了。
发明概述
本发明提供了一种用于高效线性RF信号放大的系统和方法。为高效饱和模式工作配置的RF功率放大器电路包括一个将功率放大器的电源电压接线端连接到电源电压的有损调制器。有损调制器按调幅信号的函数改变电源电压和功率放大器电源接线端之间的串联负载。对于给定的放大器供电电流，变化的负载按照调幅信号调制提供给功率放大器的电源电压。即使放大器配置为饱和模式工作，这种负载调制行为也对功率放大器的输出信号进行所希望的调幅。在该配置中，功率放大器电路既显示出高效率，又显示出高线性。
RF信号除了振幅信息之外还包括频率或相位信息，可以分成第一和第二信号分量。第一信号为希望的发射频率，具有恒振幅包络，但是包含要被放大的原始RF信号的相位或调频信息。第二信号是调幅(AM)信号，表示要放大的原始RF信号中的AM信息。工作在高效饱和模式的功率放大器放大第一信号，同时第二信号通过有损调制器调制提供给功率放大器的电源电压。以这种方式，功率放大器的RF输出信号包含要被放大的原始RF信号的相位或频率和振幅信息有损调制器工作象一个对调幅信号起反应的可变阻抗。有损调制器可以以数字形式实现，也可以以模拟形式实现。在工作中，有损调制器可以方便的提供一个基本上从零到无限大阻抗的可变阻抗范围。有损调制器具有向下基本到零阻抗的工作能力，使得功率放大器能够在基本等于供电电压的电压上工作。有损调制器非常低的最小导通阻抗确保不会减小RF输出信号的最大动态范围。
附图简述
图1是典型RF功率放大器输出功率传递曲线及对应的效率图。
图2是根据本发明的射频功率放大器电路的功能图。
图3是工作中的图2射频功率放大器电路图。
图4是图2功率放大器电路中有损调制器的示例模拟实施方案。
图5是图2功率放大器电路中有损调制器的示例数字实施方案。
图6是结合了本发明的移动终端的简化图。
图7是图6结合了图4有损调制器电路的发射机图。
图8是图6结合了图5有损调制器电路的发射机图。
图9是图6发射机的平衡放大器实现图。
发明详述
虽然本发明考虑在功率放大器效率和线性为关键的移动终端或其它电池供电的RF通信设备中使用，但是它适用于广大范围的RF应用。
图1显示了典型功率放大器的一般射频输出功率曲线，还说明了放大器工作点及其工作效率之间的一般关系。横轴表示输入信号RFIN的RF功率，而纵轴表示射频功率放大器输出信号RFOUT的RF功率。纵轴上的工作点1(OP1)表示为功率放大器线性工作选择的额定工作点。
OP1对应于线性模式工作的放大器工作效率η1，典型值可能在40％左右。如在EDGE移动终端中使用的8-PSK技术等某些调制标准对线性的要求使得OP1会显著降低功率放大器输出的频谱特性。因为这一点，可以设置功率放大器工作在工作点2(OP2)，这提供了更大的线性放大范围，但是导致效率显著降低。对于OP2，效率典型值可能在30％的范围内。
工作点3(OP3)与OP1和OP2相比提供了显著提高的效率，但是要求功率放大器以饱和模式工作，其中RF输出功率不再随RF输入功率线性变化。如前面提到的，某些信号调制方案不要求线性放大，因此在OP3工作不存在关于这种信号调制方案的问题。但是，要求线性放大的信号调制方案不受以饱和模式工作的传统功率放大器的放大作用。
图2显示了根据本发明的简化功率放大器电路10。功率放大器电路10包括射频功率放大器12和有损调制器14。工作中，为了RF输入信号RFIN的饱和模式应用，将RF功率放大器12加偏压。有损调制器14行为象一个可变电阻，串联放置在电源电压VSUPPLY和RF功率放大器12的电源电压输入13之间。因为有损调制器14通过可变功耗控制输出信号振幅调制，所以产生了词语“有损调制器”。更特别的是，有损调制器14作用象一个电阻负载，根据调幅控制信号改变电阻负载，在有损调制器的电阻负载两端得到希望的电压降。
工作时，RF功率放大器12以饱和模式运行，放大恒包络射频输入信号RFIN，得到放大的射频输出信号RFOUT。RFOUT的信号振幅受RF功率放大器12的工作电压的限制。电源电压VSUPPLY通过有损调制器14连接到RF功率放大器12的电源输入。有损调制器14行为象一个对输入调幅信号AMIN起反应的可变电阻。因为功率放大器12牵引其工作电流通过有损调制器14，所以有损调制器14的有效串联电阻决定功率放大器12的工作电压VPA。因此，工作时，功率放大器工作电压VPA是调幅信号AMIN的函数，有损调制器14的最小阻抗和值VSUPPLY定义了最大工作值。
图3说明有损调制器14如何根据调幅输入信号AMIN对输出信号RFOUT进行包络调制。上方的图显示RF输入信号RFIN的示例部分，中间的图显示调幅(AM)波形AMIN的时间对齐的示例部分，下方的图显示RF输出信号RFOUT的时间对齐的示例部分。输入信号RFIN有一个恒包络，包含如相位或调频信息。RF输出信号RFOUT的振幅随AM输入信号AMIN的振幅增加而增加。反之，RF输出信号RFOUT的振幅也随AM输入信号AMIN的振幅减小而减小。通过使AMIN的改变相对于RFOUT的改变成线性，可以使用AM输入信号在RFOUT中加上线性AM信息。
图4是功率放大器电路10的示例图，包含有损调制器14的模拟实现。有损调制器14包括旁路晶体管16、控制放大器18、集电极电阻20、反馈电阻(RF)22和发射极电阻(RE)24。例如控制放大器18可能是双极结晶体管(BJT)，配置用于根据AM输入信号AMIN线性控制旁路晶体管16。
设定控制放大器18工作在有源模式，提供随AM输入信号AMIN的振幅线性改变的集电极电流。反馈和发射极电阻22和24分别设置控制放大器18的增益。工作时，通过集电极电阻20的电流随AM输入信号AMIN的振幅增加而线性增加。集电极电阻20两端的电压降随集电极电流的增加而增加，从而增加旁路晶体管16栅极—源极电压(VGS)的振幅。
旁路晶体管16作用象一个可变电阻器件。在该实施方案中，旁路晶体管16的作用象一个压控可变电阻器件，例如可以是场效应晶体管(FET)。对于所说明的P沟道FET，连接到电源电压VSUPPLY的源极端和连接到功率放大器12的工作电压输入13的漏极端之间的阻抗的变化是栅极—源极电压VGS的函数。因此旁路晶体管16的漏极—源极阻抗(RDS-ON)随VGS的振幅增加而降低。对于P沟道PET，VGS为负，表示栅极电压相对于源极电压降低了。控制放大器通过控制旁路晶体管16的集电极电阻20两端的电压降来控制器栅极电压。
使用现代的FET器件，最小开态漏极—源极阻抗RDS-ON可以非常小。例如，和功率有关的P-FET器件获得小于30毫欧的最小RDS-ON值。旁路晶体管16达到这样低的开态阻抗的能力为功率放大器电路10提供了重要的益处。例如，放大效率对于天生受电源电压和可用功率限制的电池供电的通信设备常常是最重要的。当希望RFOUT有最大输出信号摆幅时，可以驱动有损调制器14的旁路晶体管16到最小开态阻抗值，这样加在功率放大器12上的工作电压VPA基本等于电源电压VSUPPLY。
因为工作电压VPA限制了RF输出信号RFOUT的信号振幅，所以RF功率放大器12的增益是加在其工作电压输入13上的工作电压VPA的函数。电压VPA由电源电压VSUPPLY、有损调制器14的增益和AM输入信号AMIN的瞬时值确定。
反馈电阻22和发射极电阻24与RF功率放大器12的电源电压输入13串联，因此形成了一个接地的分压器。在该配置中，提供给RF功率放大器12的工作电压VPA的一小部分出现在控制放大器18的发射极。随着AM输入信号AMIN增加，旁路晶体管的RDS-ON降低，VPA增加。控制放大器18的基极—发射极电压随VPA增加而降低。以这种方式反馈回功率放大器工作电压VPA，保持控制放大器18的控制响应与调幅信号AMIN成线性，并设置有损调制器14的增益。
反馈电阻22、发射极电阻24和集电极电阻20的值取决于给定的设计要求集合。在示例配置中，反馈电阻22和发射极电阻24的值的大小要使得它们形成的电阻分压器与从功率放大器12的工作电压输入13看进去的有效阻抗相比要较大。例如，根据所希望的有损调制器14的特定增益，反馈电阻22可以是大约100欧姆，而发射极电阻24可以是大约50欧姆。集电极电阻20的值只需要在一个值范围内，使得控制放大器18的可用集电极电流的范围为旁路晶体管16的栅极产生一个适当的控制工作范围(VGS)。
图5是包含有损调制器14数字实现的功率放大器电路10的示例图。有损调制器14包含多个旁路晶体管16，并行放置，连接电源电压VSUPPLY和滤波电路24。为了方便起见，可以通过上拉电阻26将各个旁路晶体管16的栅极上拉到电源电压VSUPPLY。上拉电阻26为数字I/O线提供了一个便于数字控制的接口，用于将各个旁路晶体管16导通或断开。不同的旁路晶体管16可以组合特定RDS-ON值，使得可以按不同的二进制组合导通或断开旁路晶体管16，从而得到希望的、在电源电压VSUPPLY和功率放大器12的工作电压输入13之间的总串联阻抗值。
为了产生与RF输出信号RFOUT希望的AMIN信息成比例变化的有效串联阻抗，AMIN信号的N位数字形式采用与连续有效阻抗值对应的连续二进制值，在并联晶体管16集合两端加上希望的电压降。因此，当希望在输出信号RFOUT上加上已知的AM信息时，数字AMIN信号采用对应于RFOUT信号所希望的AM信息的连续二进制值。
并联晶体管16集合两端的电压降通常取决于导通多少个并联晶体管16，特别是取决于导通了并联晶体管16中哪一个特定晶体管。优选是象一个开关一样运行各个并联晶体管16，假设是全开和全关状态，而不是以模拟方式运行。因此，各个导通的并联晶体管16的特性开态阻抗决定了其对多个晶体管16的总有效阻抗的作用。
在数字实现中，AM输入信号AMIN是一个N位数字信号，其中N等于并联晶体管16的数量。因为动态导通和断开不同的旁路晶体管16会在工作电压VPA中产生噪声，所以在RF功率放大器12的工作电压输入13和并联晶体管16集合之间放置一个滤波电路24。滤波电路24滤除因以不同组合导通和断开并联的旁路晶体管16集合而产生的开关噪声。根据滤波电路24的实现，其特性电压降可能与牵引功率放大器12的电流成比例。可以将数字AMIN信号的二进制值偏移一个固定量来补偿这一点，或者可以使用滤波电路24的工作电压输出反馈来补偿AMIN的值。
如后面将要更为详细解释的，AM输入信号AMIN的频率是一个大大低于RF输入信号RFIN的频率的频率。例如，至少在某些期望的应用中，例如EDGE或数字AMPS(IS-136)调制，AM输入信号AMIN为1MHz或低于1MHz。因此，对产生数字AMIN信号的电路的性能要求不显著，而且滤波节点24的设计是顺向的。
虽然本发明为很多通信系统提供了有利条件，但特别有益于工作效率是最重要的电池供电的无线通信设备。图6是在如蜂窝无线电话网络等无线通信系统中使用的典型移动终端的简化图，一般用数字100表示移动终端。移动终端100包括系统控制器102及相关存储器104、接收机120、发射机130、天线共用器/天线140和用户接口150。
工作时，移动终端100通过射频信号在它与远程基站(没有显示)之间发送和接收信息。系统控制器102典型实现为一个或多个微控制器(MCU)，管理用户接口150和提供对移动终端100的总体控制。存储器104通常包括应用软件、工作时使用的常量默认值以及数据的工作空间。
用户通过用户接口150与移动终端100交互。麦克风152将用户语音信号转换成对应的模拟信号，提供给发射机130，随后进行转换、处理并通过天线共用器/天线140发射到远程基站。接收机120接收来自远程基站的信号并提取接收的音频信息，例如来自远程用户的语音，并提供一个声频信号来驱动包含在用户接口150中的扬声器154。用户接口150还包括接收用户命令和数据输入的键盘156和为用户提供可视信息的显示器158。简而言之，用户接口150允许用户发送和接收语音和其它声频信息、拨号和按需要输入其它数据。
接收机120包括接收机/放大器122、解码/数据恢复模块124和数模转换器(DAC)126。工作时，通过天线144接收信号，天线共用器142提供接收和发射信号之间的信号隔离。接收信号发送给接收机放大器122，进行接收信号的调整、滤波和下变换。在数字实现中，接收机/放大器122可以使用模数转换器(ADC)为解码/数据恢复模块124提供对应于输入的接收信号的连续数字值。解码/数据恢复模块124恢复接收信号中编码的声频信息，为DAC 126提供对应于接收声频信息的数字值。而DAC 126提供一个适合驱动扬声器154的模拟输出信号。
发射机130包括ADC 132、基带处理器134、频率变换模块136和根据本发明配置的发射放大器138。工作时，ADC 132将来自麦克风152的模拟语音信号转换成对应的数字值。基带处理器134处理并编码这些数字值，提供纠错编码并转换成适合频率变换模块136中频率变换调制的格式。频率转换模块136为发射放大器138提供恒包络输入信号RFIN，基带处理器134为其提供AM输入信号AMIN。而发射放大器138产生RF输出信号RFOUT，通过天线共用器/天线140发射给远程基站。
存在很多技术，根据要发射的数据，为给定发射信号调制技术产生分离的调幅和调相信息。以各不相同的细节说明这种技术的示例专利包括：5,847,602；5,861,777；6,049,703；4,417,358；5,777,519；5,825,248；5,886,572；5,929,702和5,251,330，在这里通过引用结合了所有这些专利。
图7是发射机130的图，其中发射放大器138包括图3的功率放大器电路10。这种配置的功率放大器电路10包括模拟实现的有损调制器14。
基带处理器134接收声频数据，并处理该数据产生恒包络调相信号φ和AM输入信号AMIN。基带处理器134可以由数字信号处理器(DSP)实现，对于与接收和发射操作相关的数字处理功能，可以在接收机120和发射机130之间共享。对于M路PSK等调制方案，希望结合AM输入信号AMIN产生调相信号φ。改进数据率GSM服务(EDGE)移动终端100可以利用，例如8-PSK。这些较新的调制标准要求对相邻信道功率有严格的限制，要求400KHz偏移处的相邻信道功率比为，例如-56dB。发射放大器138必须以良好的线性工作，以达到这些性能要求。
频率转换模块136将基带处理器134提供的调相信号φ转换到希望的载波频率。因此，频率转换模块136为发射放大器138提供将要被RF功率放大器12放大的RF输入信号RFIN。如前面提到的，AM输入信号AMIN典型是处在比RF输入信号RFIN，例如可能是1.8GHz，低的频率上，例如1MHz。发射放大器138按照前面对功率放大器电路10的描述工作。
图8是发射机130的图，其中发射放大器138还包括图7的功率放大器电路10。但是，这种配置的功率放大器电路10包括数字实现的有损调制器14。发射机130的工作基本与上面说明的一致，但基带处理器134产生的AM输入信号AMIN为N位数字信号，适合分别导通和断开N个并联晶体管16，从而改变电源电压VSUPPLY与功率放大器12的工作电压输入13之间的有效串联阻抗。此外，使用ADC 132为基带处理器134提供反馈信号。这使得基带处理器134能够象有损调制器14的模拟实现中所提供的一样，提供对电压VPA的闭环控制。
因为ADC 132还对来自麦克风152的模拟声频信号进行模数转换，所以这种配置假设ADC 132有至少一个额外的转换信道供使用。当然，模数转换功能可以在移动终端100的其它地方可用，或可以为有损调制器14的数字实现(见图5)特别提供。
工作时，基带处理器134根据发射信号RFOUT想要的希望相位和AM信息确定调相信号φ和数字AMIN信号。更特别的是，基带处理器134确定数字AMIN信号的二进制值，按照对应于希望的有效阻抗的各不相同的组合导通和断开并联晶体管16集合。希望的有效阻抗等于电源电压VSUPPLY与功率放大器12的工作电压输入13之间的有效电压降。放大器工作电压VPA通过ADC 132的数字化反馈，使基带处理器134能够对AMIN信号进行闭环调整，使工作电压VPA的误差最小化。
还请注意，反馈回来的VPA使基带处理器134能够“学习”各个旁路晶体管16的RDS-ON特性。以这种方式，基带处理器134能够通过观察对应AMIN的特定二进制值的特定VPA值，校准其对整个并联晶体管16集合的控制。通过反馈工作电压VPA，基带处理器134可以实现一个总校准过程，使移动终端100能够产生一个希望工作电压设置及对应数字AMIN信号二进制值的查找表。另一种做法是，可以用对应于各个旁路晶体管16的特定RDS-ON值对基带处理器134或一些相关存储器器件进行预编程。如果已经知道适当精度的阻抗值具有足够的准确性，则基带处理器134可以使用不需要闭环反馈的并联晶体管16控制工作电压VPA。在这种配置中，开环控制的并联晶体管16可以基于对应于各个并联晶体管16的已知阻抗的查找表信息。在这种情况下，查找表自身可能只是希望的振幅设置及对应数字AMIN信号二进制值的列表。
图9说明了一种平衡放大器方法，包括两个RF功率放大器12A和12B；各由有损调制器14提供一个已调制工作电压VPA。平衡发射机138还包括两个3分贝定向耦合器30A和30B。耦合器30A和30B可以是混合或相移Wilkinson或集总元件组合器。
运用平衡放大器12A和12B会加强消除由于发射机138外部接线端不匹配而引起的反射功率。如前面讨论的，基带处理器134产生调相信号及相应的AM信号。频率转换模块136将调相信号调制到发射频率上，作为RFIN信号驱动耦合器30A。耦合器30A用RFIN信号驱动第一RF功率放大器12A，用相移90°的RFIN信号驱动第二RF功率放大器12B。RF功率放大器12A和12B的两个RFOUT信号驱动输出耦合器30B，相对相移90°。最终送往天线共用器/天线140的RFOUT信号取自耦合器30B的输出。
可以使用相同的AM信号调制两个RF功率放大器12A和12B。虽然振幅和相位信号的相对相位校准是重要的，但在足够高的RFIN的RF载波频率上，对两个放大器12A和12B使用相同AM信号而引起的振幅偏移量小到可忽略不计。实际上，使用相同AM信号的最终结果是有效消除了放大器12A和12B输出信号的任何振幅失配，导致加强消除，稳定性更好。
当然本发明可以在不偏离本发明精神和关键特性的前提下，以这里提出的那些方式之外的其它特定方式实现。因此在各个方面进行解释的本实施方案是说明性的，而不是限制性的，这里计划包含所有在附加权利要求的含义及等价含义范围内的变化。