放电灯发光装置.pdf

一种放电灯发光装置，包括：高电压产生线圈，与放电灯串联，用于将高电压施加到所述放电灯上，以使所述灯接通；逆变器，用于将直流电压逆变为交流电压，以便通过所述高电压产生线圈，向所述放电灯交变地提供灯电流；灯电压检测电路，用于检测所述放电灯两端的电压，作为灯电压；以及灯功率控制电路，用于根据由所述灯电压检测电路检测到的所述灯电压，控制从所述逆变器提供给所述放电灯的交流功率。所述灯电压检测电路通过从与所述直流电压成比例的电压中减去与位于所述灯电流所流经的电流路径上的、除所述放电灯以外的其他器件两端的电压降的总和成比例的电压，来检测所述灯电压。

1、  一种放电灯发光装置，包括：
高电压产生线圈，与放电灯串联，用于将高电压施加到所述放电灯上，以使所述灯接通；
逆变器，用于将直流电压逆变为交流电压，以便通过所述高电压产生线圈，向所述放电灯交变地提供灯电流；
灯电压检测电路，用于检测所述放电灯两端的电压，作为灯电压；以及
灯功率控制电路，用于根据由所述灯电压检测电路检测到的所述灯电压，控制从所述逆变器提供给所述放电灯的交流功率；
其中所述灯电压检测电路通过从与所述直流电压成比例的电压中减去与位于所述灯电流所流经的电流路径上的、除所述放电灯以外的其他器件两端的电压降的总和成比例的电压，来检测所述灯电压。

2、  根据权利要求1所述的放电灯发光装置，其特征在于所述放电灯是无水银灯。

3、  根据权利要求1所述的放电灯发光装置，其特征在于所述灯电压检测电路从与所述直流电压成比例的所述电压中至少减去所述高电压产生线圈两端的电压降。

4、  根据权利要求1所述的放电灯发光装置，其特征在于所述灯电压检测电路从与所述直流电压成比例的所述电压中至少减去包括在所述逆变器电路中的半导体开关器件两端的电压降。

5、  根据权利要求1所述的放电灯发光装置，其特征在于还包括灯电流检测电阻器，所述灯电流流经所述灯电流检测电阻器，所述灯电压检测电路根据所述灯电流检测电阻器两端的电压降，确定除所述放电灯以外的其他所述器件两端的所述电压降的所述总和。

6、  根据权利要求1所述的放电灯发光装置，其特征在于所述灯电压检测电路具有：第一电压检测电路，用于根据所述直流电压，检测所述器件两端的电压降与所述放电灯两端的电压降的第一总和；第二电压检测电路，用于根据所述灯电流，检测所述器件两端的电压降的第二总和；以及减法电路，用于从所述第一总和中减去所述第二总和。

7、  根据权利要求1所述的放电灯发光装置，其特征在于所述灯电压检测电路具有：第一电压检测电路，用于根据所述直流电压，检测包括所述逆变器中的半导体开关器件的所述器件两端的电压降与所述放电灯两端的电压降的第一总和；第二电压检测电路，用于根据所述灯电流，检测除所述半导体开关器件之外的其他所述器件两端的电压降的第二总和；电压产生电路，用于产生与所述半导体开关器件两端的电压降相等价的电压；以及减法电路，用于从所述第一总和中减去所述第二总和及由所述电压产生电路产生的电压。

8、  根据权利要求6所述的放电灯发光装置，其特征在于所述半导体开关器件由MOS晶体管制成，以及所述电压产生电路通过按照预定的分压比例，对恒定电压进行分压，来产生与所述半导体开关器件两端的电压降相等的电压。

9、  根据权利要求1所述的放电灯发光装置，其特征在于所述灯电压检测电路具有采样保持电路，对所述采样保持电路进行配置，以便在下述时间帧内对所述直流电压进行采样，所述时间帧是从所述逆变器的半极性改变周期的开始并经过所述半极性改变周期的持续时间的1/30之后、并且是在所述持续时间的1/3以内的时间。

10、  根据权利要求1所述的放电灯发光装置，其特征在于所述灯功率控制电路通过将所述灯电压从预定的初始电压逐渐升高到预定的饱和电压来控制提供给所述放电灯的交流功率，所述初始电压与所述饱和电压之间的差等于或小于50V。

11、  根据权利要求1所述的放电灯发光装置，其特征在于所述灯功率控制电路通过将所述灯电压从预定的初始电压逐渐升高到预定的饱和电压来控制提供给所述放电灯的交流功率，所述初始电压与所述饱和电压之间的差等于或小于40V。

12、  根据权利要求1所述的放电灯发光装置，其特征在于所述灯功率控制电路通过将所述灯电压从预定的初始电压逐渐升高到预定的饱和电压来控制提供给所述放电灯的交流功率，所述初始电压与所述饱和电压之间的差等于或小于30V。

13、  根据权利要求1所述的放电灯发光装置，其特征在于所述灯功率控制电路通过将所述灯电压从预定的初始电压逐渐升高到预定的饱和电压来控制提供给所述放电灯的交流功率，所述初始电压与所述饱和电压之间的差等于或小于20V。

放电灯发光装置
技术领域
本发明涉及一种用于控制放电灯的发光的放电灯发光装置，更具体地，涉及一种用在车辆头灯中的高电压放电灯。
背景技术
已经提出了多种类型的放电灯发光装置，对其进行配置以通过使用变压器将车载电池的输出电源逐步提升到高电压，通过使用逆变器变换所述高电压的极性，以便交变地点亮作为头灯安装在车辆上的高电压放电灯。例如，参照日本专利申请未审公开No.8-321389。
在这种控制装置中，通过依照限定了灯电压和灯电流之间的关系的预定控制曲线，对位于变压器的初级电流所流经的电流路径上的开关元件进行PWM(脉冲宽度调制)控制，对提供给灯的电功率进行调整。
总之，施加到构成逆变器的H桥的DC-DC转换器的输出电压形成了灯电压。此灯电压用作计算提供给灯的电功率的基础。
通常使用额定功率为35W、额定灯电压为85V且额定灯电流为0.41A的灯。为了将这种灯用作车辆头灯，必须在接通发光开关之后，适当地提升光束或者灯亮度，所以在初始发光阶段，向灯提供大于额定功率的电功率。
为了给出传统35W灯的实际示例(D2S灯泡或D2R灯泡)，对灯功率进行控制，从而使其在初始发光阶段为大约75W，并逐渐减小到温度发光阶段中的35W的额定功率。依照限定了灯电压和灯电流之间的关系的预定控制曲线来执行这种灯功率控制。例如，通过在初始发光阶段中将灯电压设置为大约27V，而在温度发光阶段中设置为85V，即通过将灯电压升高85-27＝58(V)，可以使灯功率从75W变为35W。
附带地，考虑到环境污染，需要使用无水银灯来代替传统的包含微量水银的灯。
在使用无水银灯作为车辆头灯的情况下，也必须在接通发光开关之后，适当地提升光束或者灯亮度。因此，必须在初始发光阶段，向无水银灯提供大于其额定功率的电功率。通常，在使用35W的无水银型灯时，在初始发光阶段，向该灯提供大约90W的电功率，并逐步减小为温度发光阶段中的35W。稳定发光阶段中的无水银灯的灯电压大约为稳定发光阶段中的传统灯的灯电压的一半，而初始发光阶段中的无水银灯的灯电压大约等于初始发光阶段中的传统灯的灯电压(27V)。
当如先前那样使用上述控制曲线来执行对无水银灯的灯功率控制时，在初始发光阶段，将灯功率(提供给灯的电功率)设置为90W，并通过将灯电压从27V变为42V，而逐步减小为稳定发光阶段中的35W。在传统灯中，将灯功率变化75W-35W＝35W所需的电压变化为85V-27V＝58V，而在无水银灯中，将灯功率变化90-35W＝55W所需的电压变化为42V-27V＝15V。在无水银灯的情况下的灯功率变化与灯电压变化的比值大于传统灯的情况。
下面将通过对示例进行描述，而更为详细地解释上述灯电压变化和灯功率变化。
用作计算灯功率的基础的灯电压是从DC-DC转换器输出并施加到构成了逆变器的H桥的电压，如日本专利申请未审公开No.8-321389中所公开的那样。更为精确，与如开关器件、高电压产生线圈灯其他器件两端的其他电压降相加的灯本身两端的电压降(此后，称为“真实灯电压”)构成了用作计算灯功率的基础的灯电压。
以下针对使用传统灯的情况和使用无水银灯的情况，示出了灯电压的数值，假设逆变器(H桥)由电阻为0.7欧姆的MOS晶体管构成，且高电压产生线圈的线圈电阻为1.5欧姆。
在传统灯的情况下，在提供给灯的电功率为70W且真实灯电压为27V的初始发光阶段中，灯电流为2.6A，而在提供给灯的电功率为35W且真实灯电压为85V的稳定发光阶段中，为0.41A。如下计算在初始发光阶段中施加到逆变器上的电压。
等式1
27+(0.7×2×2.6)+(1.5×2.6)＝34.54(V)
如下计算在稳定发光阶段中施加到逆变器上的电压。
等式2
85+(0.7×2×0.41)+(1.5×0.41)＝86.2(V)
因此，施加到逆变器上的电压地变化为86.2-34.54＝51.7V。
在无水银灯的情况下，在提供给灯的电功率为90W且真实灯电压为27V的初始发光阶段中，灯电流为3.3A，而在提供给灯的电功率为35W且真实灯电压为42V的稳定发光阶段中，为0.83A。如下计算在初始发光阶段中施加到逆变器上的电压。
等式3
27+(0.7×2×3.3)+(1.5×3.3)＝36.57(V)
如下计算在稳定发光阶段中施加到逆变器上的电压。
等式4
42+(0.7×2×0.83)+(1.5×0.83)＝44.4(V)
因此，施加到逆变器上的电压的变化为44.4-36.57＝7.83V。
如上所述，在传统灯的情况下，施加到逆变器上的电压的变化为51.7V，比58V的真实灯电压的变化小大约6％，这是由于施加到逆变器上的电压不仅包括灯两端的电压降，还包括除灯以外的其他器件两端的电压降。但是，由于51.7V的施加到逆变器上的电压的变化相对较大，除灯以外的其他器件两端的电压降在灯电压的变化中的分摊比例相对较小。因此，通过使用考虑了除灯以外的其他器件两端的电压降和器件到器件变化的效果而设计的灯功率计算电路，可以毫无困难地精确控制灯功率。
另一方面，在无水银灯的情况下，施加到逆变器上的电压的变化为7.83V，比15V的真实灯电压的变化小大约48％。由于7.83V的施加到逆变器上的电压的变化相对较小，除灯以外的其他器件两端的电压降在灯电压的变化中的分摊比例相对较大。如上所述，为了如先前那样通过控制施加到逆变器上的电压来控制提供给无水银灯的电功率，必须通过将提供给逆变器的电压改变小到7.83V，而将灯功率改变55W。因此，即使考虑到除灯以外的其他器件两端的电压降和器件到器件变化的效果对灯功率计算电路进行设计，仍然难以使用灯功率计算电路来精确地控制灯功率。
如上所述，如果与传统灯的情况一样，施加到逆变器上的电压的变化较大，则除灯以外的其他器件两端的电压降对灯功率控制的影响较小，这是由于除灯以外的其他器件两端的电压降在灯电压变化中的分摊比例较小。
但是，如果与无水银灯的情况一样，施加到逆变器上的电压的变化较小，则除灯以外的其他器件两端的电压降对灯功率控制的影响较大，这是由于除灯以外的其他器件两端的电压降在灯电压变化中的分摊比例较大。
结果，所存在的问题在于，在无水银灯的情况下，通过如先前那样控制施加到逆变器上的电压，不能满足通常所限定的车辆头灯光束的构建特性。
发明内容
考虑到上述问题，提出本发明，其目的在于提供一种放电灯发光装置，即使初始发光阶段与温度发光阶段之间的灯电压变化较小，仍能精确地控制提供给放电灯的电功率。
可以通过一种具有以下结构的放电灯发光装置来实现上述目的，所述放电灯发光装置包括：
高电压产生线圈，与放电灯串联，用于将高电压施加到放电灯上，以使灯接通；
逆变器，用于将直流电压逆变为交流电压，以便通过高电压产生线圈，向放电灯交变地提供灯电流；
灯电压检测电路，用于检测放电灯两端的电压，作为灯电压；以及
灯功率控制电路，用于根据由灯电压检测电路检测到的灯电压，控制从逆变器提供给放电灯的交流功率；
其中灯电压检测电路通过从与直流电压成比例的电压中减去与位于其上灯电流从逆变器流向放电灯的电流路径上的、除放电灯以外的其他器件两端的电压降的总和成比例的电压，来检测灯电压。
利用此结构，能够根据真实灯电压惟一地确定灯功率，而不受如高电压产生线圈、灯电流检测电阻器和半导体开关器件等除放电灯以外的其他器件两端的电压降的影响。因此，即使如将无水银灯用作放电灯的情况下那样，初始发光阶段与温度发光阶段之间的灯电压变化较小，仍能精确地控制提供给放电灯的电功率。
所述灯电压检测电路可以从与直流电压成比例的电压中至少减去高电压产生线圈两端的电压降。
所述灯电压检测电路可以从与直流电压成比例的电压中至少减去包括在逆变器电路中的半导体开关器件两端的电压降。
所述放电灯发光装置还可以包括灯电流检测电阻器，灯电流流经所述灯电流检测电阻器，所述灯电压检测电路根据灯电流检测电阻器两端的电压降，确定除放电灯以外的其他器件两端的电压降的总和。
所述灯电压检测电路可以具有：第一电压检测电路，用于根据直流电压，检测所述器件两端的电压降与所述放电灯两端的电压降的第一总和；第二电压检测电路，用于根据所述灯电流，检测所述器件两端的电压降的第二总和；以及减法电路，用于从所述第一总和中减去所述第二总和。
所述灯电压检测电路可以具有：第一电压检测电路，用于根据直流电压，检测包括所述逆变器中的半导体开关器件的所述器件两端的电压降与所述放电灯两端的电压降的第一总和；第二电压检测电路，用于根据所述灯电流，检测除所述半导体开关器件之外的其他器件两端的电压降的第二总和；电压产生电路，用于产生与所述半导体开关器件两端的电压降相等的电压；以及减法电路，用于从所述第一总和中减去所述第二总和及由所述电压产生电路产生的电压。在这种情况下，所述半导体开关可以由MOS晶体管制成，以及所述电压产生电路可以通过按照预定的分压比例，对恒定电压进行分压，来产生与所述半导体开关器件两端的电压降相等价的电压。
所述灯电压检测电路可以具有采样保持电路，对所述采样保持电路进行配置，以便在时间帧内对直流电压进行采样，所述时间帧为从逆变器的半极性改变周期的开始过去了所述半极性改变周期的持续时间的1/30之后且在所述持续时间的1/3以内。
所述灯功率控制电路可以通过将灯电压从预定的初始电压逐渐升高到预定的饱和电压来控制提供给所示放电灯的交流功率，初始电压与饱和电压之间的差等于或小于50V、40V、30V或20V。
在所述初始电压和所述饱和电压之间的差较小时，本发明尤为有利。
附图说明
在附图中：
图1是根据本发明第一实施例的放电灯发光装置的电路图；
图2是示出了图1所示的控制电路10的结构的方框图；
图3是示出了图2所示的灯功率控制电路300的结构的示意图；
图4是图2所示的灯电压控制电路200的电路图；
图5是示出了输出电压的波形的曲线图，以便给出设置有采样保持电路的情况和未设置采样保持电路的情况之间的比较；
图6是包括在根据本发明第二实施例的放电灯发光装置中的灯电压控制电路200的电路图；以及
图7是示出了在接通放电灯之后灯电压变化曲线的示例的曲线图。
具体实施方式
第一实施例
图1示出了用于控制车辆头灯的发光的本发明的放电灯发光装置的总体结构。
放电灯发光装置通过发光开关3与用作直流电源的车载电池1相连，并响应发光开关3的开/关操作进行操作，以便点亮和熄灭高电压放电灯(车辆头灯)2。
放电灯发光装置包括DC电源电路(DC-DC转换器)4、接管电路5、逆变器电路6、启动器电路7和灯电流检测电阻器8。
DC-DC转换器4包括：回扫变压器41，具有位于电池1侧的初级线圈41a和位于灯2侧的次级线圈41b；MOS晶体管42，用作与初级线圈41a相连的半导体开关；整流二极管43，与次级线圈41b相连；以及平滑电容器44。DC-DC转换器4通过逐步提升电池电压VB来产生高电压。
更具体地，当MOS晶体管42导通且电流流经初级线圈41a时，能量被存储在初级线圈41a中，而当MOS晶体管42截止时，向次级线圈41b提供存储在初级线圈41a中的能量。通过重复上述操作，在二极管43和电容器44的节点上产生了高电压。
包括电容器51和电阻器52的接管电路5用于通过在接通发光开关3之后，适当地利用已充电的电容器51的操作，将灯2的电极之间的介质击穿转变为电极之间的电弧放电。
包括H桥电路61和桥驱动电路62和63的逆变器电路6用于交变地点亮灯2。H桥电路61包括按照H桥设置的半导体开关器件61a到61d。桥驱动电路62和63根据来自H桥控制电路400(稍后进行描述)的信号，交替地接通和断开半导体开关器件61a和61d的组合以及半导体开关器件61b和61c的另一组合。结果，施加到灯2上的电压的极性以及灯2中的放电电流的方向交变。因此，交变地点亮灯2。
与H桥电路61的中性电位节点以及电池1的负端相连的启动器电路7包括具有初级线圈71a和次级线圈71b的变压器71、二极管72、73、电阻器74、电容器75和闸流晶体管76。
启动器电路7触发灯2的发光。即，当接通发光开关3时，对电容器75进行充电，并随后导通闸流晶体管76。之后，电容器75开始放电，从而通过变压器71以高电压施加到灯2上。结果，在灯2的电极之间发生介质击穿，从而，灯2开始点亮。
灯电流检测电阻器8用于检测流经灯2的电流。可以根据灯电流检测电阻器8两端的电压降来确定流经灯2的灯电流。更具体地，检测灯电流检测电阻器8两端的电压降IL，作为表示流经灯2的电流值的灯电流IL。
由接收从DC-DC转换器4输出并施加到逆变器电路6上的电压、表示从逆变器电路6流向电池1的负端的电流值的灯电流IL等的控制电路10控制MOS晶体管42、桥驱动电路62、63和闸流晶体管76。
图2是示出了控制电路10的结构的方框图。如图所示，控制电路10包括PWM控制电路100、灯电压检测电路200、灯功率控制电路300、H桥控制电路400和高电压产生控制电路500。
PWM控制电路100用于通过输出PWM信号来导通和截止MOS晶体管42。灯电压检测电路200用于将施加到逆变器电路6上的电压转换为灯电压VL。灯功率控制电路300用于根据灯电压VL和灯电流IL，将提供给灯2的电功率(灯功率)控制为所需值。
用于控制H桥电路61的H桥控制电路400通过向桥驱动电路62、63输出控制信号，接通和断开半导体开关器件61a到61d。高电压产生控制电路500用于通过导通闸流晶体管76来产生要施加到灯2上的高电压。
现在，将对具有上述结构的放电灯发光装置的操作进行解释。
当接通发光开关3时，向图1所示的装置的每个部分供电，并由PWM控制电路100对MOS晶体管42进行PWM控制。之后，从DC-DC转换器4输出通过回扫变压器41的动作而逐步提升电池电压VB所得到的高电压。
H桥控制电路400交替地接通和断开半导体开关61a和61d的组合以及半导体开关61b和61c的另一组合，从而通过H桥电路61，将从DC-DC转换器4输出的高电压提供给启动器电路7的电容器75，借此，对电容器75进行充电。
随后，高电压产生控制电路500根据H桥控制电路400所产生的表示半导体开关61a、61d的组合与半导体开关61b、61c的组合之间的选择定时的信号，向闸流晶体管76输出栅极驱动信号，以导通闸流晶体管76。当闸流晶体管76导通时，电容器75放电，并因此，通过变压器71，将高电压施加给灯2。之后，在灯2的电极之间发生介质击穿，且灯2开始发光。
之后，通过H桥电路61的操作，交变施加到灯2上的电压的极性(放电电流的方向)，从而使灯2交变地继续发光。灯功率控制电路300将灯功率控制在所需值。灯电压检测电路200接收施加到逆变器电路6上的电压VLa，并将其转换为灯电压VL。灯功率控制电路300根据从灯电压检测电路200接收到的灯电压VL和等同于灯电流检测电阻器8两端的电压降的灯电流IL，控制灯功率。
下面，将参照图3对灯功率控制电路300的结构进行详细解释。
灯功率控制电路300包括初始发光电压存储电路320、ΔVL检测电路350和误差放电电路301。
初始发光电压存储电路320用于在接通(点亮)灯2之后立即存储灯电压VL，并将其输出为初始发光电压VLs。
ΔVL检测电路350用于从当前灯电压VL中减去初始发光电压VLs，并输出表示二者之间的差的灯电压变化ΔVL。
误差放大电路301根据灯电压VL、灯电流IL等，产生表示等2的发光状态的电压。将由误差放大电路301产生的此电压提供给PWM控制电路100。对PWM控制电路100进行配置，从而当从误差放大电路301提供的电压增加时，通过增加施加到MOS晶体管42的栅极上的信号的占空比，增加灯功率。
误差放大电路301在其同相输入端接收参考电压Vr1，而在其反向端接收电压V1，作为用于控制灯功率的参数，并根据参考电压Vr1与电压V1之间的差，输出电压。
电压V1依赖于灯电流IL、恒定电流i1、由第一电流设置电路302设置的电流i2、由第二电流设置电路303设置的电流i3、由第三电流设置电路304设置的电流i4、以及由第四电流设置电路305设置的电流i5。
如图3所示，对第一电流设置电路302进行配置，随着灯电压VL的增加，增加对电流i2的设置。对第二电流设置电路303进行配置，在灯电压VL等于或小于第一预定值时，将电流i3设置为零，在灯电压VL等于或大于第二预定值时，将电流i3设置为恒定值，以及在灯电压VL大于第一预定值且小于第二预定值时，随着灯电压VL的增加，增加对电流i3的设置。对第三电流设置电路304进行配置，当灯电压变化ΔVL等于或小于第一预定值时，将电流i4设置为恒定值，当灯电压变化ΔVL等于或大于第二预定值时，将电流i4设置为另一恒定值，以及在ΔVL大于第一预定值且小于第二预定值时，随着ΔVL的增加，增加对电流i4的设置。对第四电流设置电路305进行配置，随着接通灯2之后所经过的时间T，增加对电流i5的设置。例如，第四电流设置电路305在接通灯2之后的预定时间段期间，将电流i5设置为零，随着时间T的过去，增加电流i5，并在接通灯2之后的几十秒，将电流i5设置为预定值。
可选地，可以配置第四电流设置电路305，从而在接通灯2之后，ΔVL达到预定电压之前，将电流i5设置为零，并在ΔVL达到预定电压之后，随着时间的过去增加电流i5，并在接通灯2之后几十秒，将电流i5设置为预定值。
与灯电流IL相比，电流i1、i2、i3、i4和i5的总和足够小。
具有上述结构的灯功率控制电路300通过向PWM控制电路100输出依赖于接通灯2之后所经过的时间T、灯电压VL和灯电压变化ΔVL的电压，控制灯功率。更具体地，在初始发光阶段，将灯功率设置为较大值(例如，90W)以适当地点亮光束，随着光束的增加而逐渐减小，并在灯2达到稳定发光阶段时，设置为预定值(例如，35W)。
接下来，将参照图4，对灯电压检测电路200的结构进行解释。
在图4中，以虚线包围的部分表示灯电压检测电路200。如图所示，灯电压检测电路200在其输入端231(节点B)接收从DC-DC转换器4输出的电压VLa。由等式5给出此电压VLa，其等价于位于灯电流所流经的电流路径上的器件两端的电压降的总和。
等式5
VLa＝V1+V2+V3+V4+V5
其中V1是构成了H桥电路61的半导体开关器件(MOS晶体管)61a(或61c)两端的电压降，V2是高电压产生变压器71的次级线圈两端的电压降，V3是灯2两端的电压降(真实灯电压)，V4是构成了H桥电路61的半导体开关器件(MOS晶体管)61d(或61b)两端的电压降，以及V5是灯电流检测电阻器8两端的电压降。分别由以下等式6到9给出V1、V2、V4和V5。
等式6
V1＝r61a(或r61c)×IL
其中r61a(或r61c)是由MOS晶体管构成的半导体开关器件61a(或61c)的导通电阻。
等式7
V2＝r71×IL
其中r71是高电压产生变压器71的次级线圈的电阻。
等式8
V4＝r61d(或r61b)×IL
其中r61d(r61b)是由MOS晶体管构成的半导体开关器件61d(或61b)的导通电阻。
等式9
V5＝R8×IL
其中R8是灯电流检测电阻器8的电阻。
将等式6到9代入等式5，得到以下的等式10。
等式10
VLa＝V3+(r61a+r71+r61d+R8)×IL
通过包括在第一电压检测电路200a中的电阻器201和202对输入到H桥电路61中的电压VLa进行分压，并提供给用作电压跟随器电路的运算放大器204，以便进行阻抗转换。电容器203用于减小由DC-DC转换器4的开关操作所引起的电压纹波。
将运算放大器204的输出电压存储在包括开关205和电容器207的采样保持电路200b中，以便消除由高电压产生变压器71在每次H桥电路61中改变极性(流经变压器71的电流的方向)时所产生瞬时电压的影响。根据示出了瞬时电压和输出电压随H桥电路61中的极性的时间变化的波形的图5，应当理解的是，如果未设置采样保持电路200b，在输出电压中将出现较大的误差。
下面，将详细解释采样保持电路200b的操作。由输入到灯电压检测电路200的输入端232中的脉冲信号对开关205进行开关控制。从H桥控制电路400发出与H桥电路61中的极性改变的定时相同步的脉冲信号。因此，将电容器207充电到由电阻器201、202分压电压VLa而得到的电压Va。利用此结构，使其能够在H桥电路61中执行极性改变之后的预定时间段内，将开关205保持在断开状态，从而屏蔽由高电压产生变压器的次级线圈在H桥电路61中执行极性改变时所产生的瞬时电压。
在每个半极性改变周期中，如果在距半极性改变周期的开始1/30半极性改变周期的持续时间内执行采样保持操作，则难以获得正确的采样。另一方面，如果在从半极性改变周期的开始过去了1/3半极性改变周期的持续时间之后执行采样保持操作，则难以输出正确的采样。
因此，优选的是，在距半极性改变周期的开始1/30持续时间之后且距半极性改变周期的开始1/3持续时间之内执行采样保持操作。
采样保持电路200b通过包括放大器208的电压跟随器200c输出电压Vb，以便进行阻抗转换。由等式11给出电压Vb。
等式11
Vb＝Va＝VLa×(R2/(R1+R2))＝VLa×k1
其中R1是电阻器201的电阻，以及R2是电阻器202的电阻。k1由等式12给出。
等式12
k1＝R2/(R1+R2)
由于屏蔽或消除了每当在H桥电路61中执行极性改变时所出现的瞬时电压，紧接在执行极性改变之后的电压Vb与紧接在执行极性改变之前的电压Vb相同。
如上所述，采样保持电路的设置实现了对电压Vb的检测，同时消除了瞬时电压的影响，因此，提高了控制精度。
将等式11代入等式10，得到以下等式13。
等式13
Vb＝V3×k1+(r61a+r71+r61d+R8)×IL×k1
灯电压检测电路200在其输入端233(节点D)接收灯电流检测电阻器8两端的电压V5。由构成了第二电压检测电路200d的电阻器224和225将此电压V5分压为电压Vc，并通过用作电压跟随器电路的运算放大器223输出，以便进行阻抗匹配。由等式14给出运算放大器223的输出电压Vd。
等式14
Vd＝Vc＝V5×(R11/(R10+R11))＝V5×k2＝R8×IL×k2
其中R10是电阻器224的电阻，而R11是电阻器225的电阻。k2由以下等式15给出。
等式15
k2＝R11/(R10+R11)
其中R8是灯电流检测电阻器8的电阻，以及IL是流经灯2的灯电流。
将由等式13和14给出的电压Vb和Vd输入包括电阻器209、210、212、213和运算放大器211的减法电路200e。电阻器209、210、212、21 3具有相同的电阻(R3＝R4＝R5＝R6)，以便输出与电压Vb和来自灯电压检测电路200的输出端234的电压Vd之间的差相等的电压VL。
通过将等式13、14代入等式VL＝Vb-Vd而得到的以下等式16给出电压VL(＝Vb-Vd)。
等式16
VL＝(V3×k1+(r61a+r71+r61d+R8)×IL×k1)-(R8×IL×k2)
如果将k2设置为满足等式17的数值，即，如果等式18成立，则得出等式19。
等式17
(r61a+r71+r61d+R8)×IL×k1＝(R8×IL×k2)
等式18
k2＝(r61a+r71+r61d+R8)×k1/R8
等式19
VL＝V3×k1
如果等式19成立，其意味着灯电压检测电路200输出只与真实灯电压V3成比例的电压VL，而并非与真实灯电压V3、开关器件61a、61d两端的电压降V1、V4、高电压产生变压器71的次级线圈两端的电压降V2、以及灯电流检测电阻器8两端的电压降V5的总和成比例。
通过分压从DC-DC转换器4输出并施加到灯电压检测电路200的输入端231(节点B)的电压VLa而产生的电压Va与输入H桥电路6的电压成比例。因此，电压Va不仅包括真实灯电压V3，还包括开关器件61a、61d的电压降V1、V4、高电压产生变压器71的次级线圈两端的电压降V2、以及灯电流检测电阻8两端的电压降V5。
开关器件61a、61d的电压降V1、V4、高电压产生变压器71的次级线圈两端的电压降V2、以及灯电流检测电阻8两端的电压降V5实质上分别与灯电流IL成比例。因此，通过确定为了对施加到输入端233(节点D)上的电压进行分压而设置的电阻器的电阻R10和R11，其等同于灯电流检测电阻器8两端的电压降，同时考虑所有电压降V1、V2、V4、V5，能够获得与电压降V1、V2、V4、V5的总和成比例的电压Vc。
因此，通过从通过对电压Va执行包括阻抗转换在内的上述处理而获得的电压Vb中减去通过对电压Vc执行阻抗转换而获得的电压Vd，即，通过从与真实灯电压V3和电压降V1、V2、V4、V5的总和成比例的电压Vb中减去与电压降V1、V2、V4、V5的总和成比例的电压Vd，可以获得只与真实灯电压V3成比例的电压VL。
如上所述，在本实施例中，获得了只与真实灯电压V3成比例的电压VL，并将此电压VL提供给初始发光电压存储电路320和ΔVL检测电路350，以计算灯功率。
因此，利用本实施例，能够根据真实灯电压V3，惟一地确定灯功率，而不受开关器件61a、61d两端的电压降V1、V4、高电压产生变压器71的次级线圈两端的电压降V2、以及灯电流检测电阻8两端的电压降V5的影响。即使在如无水银灯的情况下那样，初始发光阶段与稳定发光阶段之间的灯电压变化较小，本实施例仍能精确地控制提供给放电灯的电功率。
第二实施例
在第一实施例中，将MOS晶体管用作构成H桥电路61的半导体开关器件61a到61d，而在第二实施例中，使用IGBT(绝缘栅极双极晶体管)来代替MOS晶体管。
当如第一实施例的情况那样，将MOS晶体管用作半导体开关器件61a到61d时，能够根据灯电流IL所流经的灯电流检测电阻器8两端的电压降来确定半导体开关器件61a到61d的电压降，因为被用作半导体开关的MOS晶体管两端的电压降与其漏极电流(等同于灯电流)成比例。
但是，在将IGBT用作半导体开关器件61a到61d时，半导体开关器件61a到61d两端的电压降实质上是恒定的，并与其集电极电流(等同于灯电流)无关。因此，在本实施例中，确定半导体开关器件61a到61d两端的电压降，并不需要参考灯电流IL。
由于除了灯电压检测电路200以外，根据第二实施例的放电灯放光装置的结构与第一实施例的相同，因此以下对第二实施例的解释将集中在灯电压检测电路200上。
图6是根据第二实施例的放电灯发光装置的灯电压检测电路200的电路图。
在图6中，以虚线包围的部分表示灯电压检测电路200。如图所示，灯电压检测电路200在其输入端231(节点B)接收从DC-DC转换器4输出的电压VLa。由等式20给出此电压VLa，其等价于位于灯电流所流经的电流路径上的器件两端的电压降V1到V5的总和。
等式20
VLa＝V1+V2+V3+V4+V5
其中V1是H桥电路61的由IGBT构成的半导体开关器件61a(或61c)两端的电压降，V2是高电压产生变压器71的次级线圈两端的电压降，V3是灯2两端的电压降(真实灯电压)，V4是H桥电路61的由IGBT构成的半导体开关器件61d(或61b)两端的电压降，以及V5是灯电流检测电阻器8两端的电压降。分别由以下等式21、22给出V2和V5。
等式21
V2＝r71×IL
其中r71是高电压产生变压器71的次级线圈的电阻。
等式22
V5＝R8×IL
其中R8是灯电流检测电阻器8的电阻。
将等式21和22代入等式20，得到以下等式23。
等式23
VLa＝V3+V1+V4+(r71+R8)×IL
通过包括在第一电压检测电路200a中的电阻器201和202对输入到H桥电路61中的电压VLa进行分压，并提供给用作电压跟随器电路的运算放大器204，以便进行阻抗转换。电容器203用于减小由DC-DC转换器4的开关操作所引起的电压纹波。
将运算放大器204的输出电压存储在包括开关205和电容器207的采样保持电路200b中，以便消除由高电压产生变压器71在每次H桥电路61中改变极性(流经变压器71的电流的方向)时所产生瞬时电压的影响。采样保持电路200b的操作与第一实施例中相同。
采样保持电路200b通过包括放大器208的电压跟随器200c输出电压Vb，以便进行阻抗转换。由等式24给出电压Vb。
等式24
Vb＝Va＝VLa×(R2/(R1+R2))＝VLa×k1
其中R1是电阻器201的电阻，以及R2是电阻器202的电阻。k1由等式25给出。
等式25
k1＝R2/(R1+R2)
将等式24代入等式23，得到以下等式26。
等式26
Vb＝V3×k1+(r61a+r71+r61d+R8)×IL×k1
灯电压检测电路200在其输入端233(节点D)接收如图1所示的灯电流检测电阻器8两端的电压。由构成了第二电压检测电路200d的电阻器224和225将此电压分压为电压Vc，并通过用作电压跟随器电路的运算放大器223输出，以便进行阻抗匹配。由等式27给出运算放大器223的输出电压Vd。
等式27
Vd＝Vc＝V5×(R11/(R10+R11))＝V5×k2＝R8×IL×k2
其中R10是电阻器224的电阻，而R11是电阻器225的电阻。k2由以下等式28给出。
等式28
k2＝R11/(R10+R11)
其中R8是灯电流检测电阻器8的电阻，以及IL是流经灯2的灯电流。
根据本实施例的放电灯发光装置还具有电压产生电路，作为第三电压检测电路200f。第三电压检测电路200f用于产生与半导体开关器件61a到61d两端的电压降相等价的电压。第三电压检测电路200f的接线端221与恒压源相连。通过电阻器219和电阻器220对由恒压源产生并施加到接线端221上的恒定电压进行分压，并作为电压Vf(＝Ve)通过用作电压跟随器电路的运算放大器218输出，以便进行阻抗转换。
将电压Vd和Vf输入包括电阻器217、222、215、216和运算放大器214的加法电路。电阻器217、222、215、216具有相同的电阻(R12＝R13＝R14＝R15)，以便输出与电压Vf和来自运算放大器214的输出端的电压Vd的总和相等的电压Vg。由等式29给出电压Vg。
等式29
Vg＝Vf+Vd＝Ve+R8×IL×k2
将由等式26和29给出的电压Vb和Vg输入包括电阻器209、210、212、213和运算放大器211的减法电路200e。电阻器209、210、212、213具有相同的电阻(R3＝R4＝R5＝R6)，以便输出与电压Vb和来自灯电压检测电路200的输出端234的电压Vg之间的差相等的电压VL。
通过将等式26和29代入等式VL＝Vb-Vg而得到的以下等式30给出电压VL(＝Vb-Vg)。
等式30
VL＝V3×k1+(V1+V4)×k1+(r71+R8)×IL×k1-(Ve+R8×IL×k2)
如果将Ve设置为满足等式31的数值且将k2设置为满足等式32的数值，即，如果等式33成立，则得出等式34。
等式31
Ve＝(V1+V4)×k1
等式32
(r71+R8)×IL×k1＝R8×IL×k2
等式33
k2＝(r71+R8)×k1/R8
等式34
VL＝V3×k1
如果等式34成立，其意味着灯电压检测电路200输出只与真实灯电压V3成比例的电压VL，而并非与真实灯电压V3、开关器件61a、61d两端的电压降V1、V4、高电压产生变压器71的次级线圈两端的电压降V2、以及灯电流检测电阻器8两端的电压降V5的总和成比例。
通过分压从DC-DC转换器4输出并施加到灯电压检测电路200的输入端231(节点B)的电压VLa而产生的电压Va与输入H桥电路6的电压成比例。因此，电压Va不仅包括真实灯电压V3，还包括开关器件61a、61d的电压降V1、V4、高电压产生变压器71的次级线圈两端的电压降V2、以及灯电流检测电路8两端的电压降V5。
高电压产生变压器71的次级线圈两端的电压降V2、以及灯电流检测电阻8两端的电压降V5实质上分别与灯电流IL成比例。因此，通过确定为了对施加到输入端233(节点D)上的电压进行分压而设置的电阻器的电阻R10和R11，其等价于灯电流检测电阻器8两端的电压降，同时考虑电压降V2和V5，能够获得与电压降V2和V5的总和成比例的电压Vc。
由于开关器件61a和61d两端的电压降实质上恒定，能够通过使用电阻器219、220对由恒压源产生的电压进行分压，获得与开关器件61a和61d两端的电压降V1和V4的总和成比例的电压。
因此，通过从通过对电压Va执行包括阻抗转换在内的上述处理而获得的电压Vb中减去通过对电压Vc执行阻抗转换而获得的电压Vd以及通过对电压Ve执行阻抗转换而获得的电压Vf，即，通过从与真实灯电压V3和电压降V1、V2、V4、V5的总和成比例的电压Vb中减去与电压降V2和V5的总和成比例的电压Vd以及与电压降V1、V4的总和成比例的电压Vf，可以获得只与真实灯电压V3成比例的电压VL。
如上所述，在使用IGBT作为半导体开关器件61a到61d的情况下，能够获得只与真实灯电压V3成比例的电压VL。通过将此电压VL提供给初始发光电压存储电路320和ΔVL检测电路350，用以计算灯功率，能够获得与第一实施例相同的优点。
其他实施例
对上述每个实施例进行配置，从而通过消除所有电压降V1、V2、V4、V5，来获得只与真实灯电压成比例的电压VL。
但是，通过消除电压降V1、V2、V4、V5中的至少一个(优选地，至少两个)，也可以比现有技术更为精确地控制灯功率，这是因为在去除电压降V1、V2、V4、V5中的至少一个时，用于计算灯功率的电压比在其中并未消除电压降V1、V2、V4、V5中的任何一个的现有技术中所使用的电压更接近真实灯电压。
尽管上述实施例用于控制无水银灯的发光，不用说的是，本发明也可以应用于控制传统水银灯的发光的情况。
本发明对于其中水银灯或无水银灯在初始发光阶段和温度发光阶段之间的灯电压变化在50V以内的情况是有效的。
本发明对于其中水银灯或无水银灯在初始发光阶段和温度发光阶段之间的灯电压变化在40V以内的情况更为有效。
本发明对于其中水银灯或无水银灯在初始发光阶段和温度发光阶段之间的灯电压变化在30V以内的情况更为有效。
本发明对于其中水银灯或无水银灯在初始发光阶段和温度发光阶段之间的灯电压变化在20V以内的情况更为有效。
图7是示出了在接通放电灯之后灯电压变化曲线的示例的曲线图。如图所示，在接通灯之后，灯电压VL快速下降到最小值，然后逐渐上升，直到其达到饱和值。在上述实施例中，初始发光阶段中的灯电压VL表示最小值，稳定发光阶段中的灯电压表示饱和值。从初始发光阶段到温度发光阶段范围内的变化曲线根据所使用的灯而变化。在图7中，ΔVLa、ΔVLb和ΔVLc表示三个不同灯2a、2b和2c的灯电压变化。本发明对于控制其灯电压变化较小的灯的发光尤为有利。
上述优选实施例是由所附权利要求惟一描述的本申请的发明的示例。应当理解的是，本领域的技术人员能够对优选实施例作出修改。