一种时分同步码分多址接入系统中同步码调制相位簇的检测方法 (一)技术领域
本发明涉及一种无线通信系统中多相位调制信号的检测方法，用于改善多相位调制信号的检测性能。更具体地说，涉及一种时分-同步码分多址接入(TD-SCDMA)系统中同步码(SYNC)调制相位簇的检测方法，应用本发明中的方法，能够使用户站(UE)快速而准确的检测出同步码的调制相位簇，并进行与基站之间控制多帧的同步。
(二)背景技术
在现有TD-SCDMA标准文档TSM05.02、TSM05.03及TSM05.04地定义(参见中国通信标准化协会网站www.ccsa.org.cn)中，一个帧由7个普通时隙(Ts)和3个特殊时隙组成，其中所述的7个普通业务时隙用于传输业务信号，3个特殊业务时隙用于传输信令信号，用于传输信令信号的3个特殊业务时隙分别是下行导频时隙(DwPTS)、上行导频时隙(UpPTS)和保护间隔(GP1)，所述的帧结构如附图1所示。
每帧中的下行导频时隙(DwPTS)用来进行初始小区搜索和下行链路同步，它由64码片长的同步码(SYNC)及32码片长的保护间隔(GP2)组成，如附图2所示。在现有TD-SCDMA标准文档的定义中共有32个不同的同步码，每个不同的同步码用来区分不同的小区。
每个小区中的用户站所必需的系统信息由基站(BS)通过广播信道(BCCH)向用户站广播，广播信道(BCCH)在空中接口上通过主要公共控制物理信道(P-CCPCH)传输。在现有TD-SCDMA标准文档的定义中，每个控制多帧(Control Multi-frame)中的第一个数据块(Block)为广播信息数据块，或者经网络端配置，每个控制多帧中第一个数据块之后的第二个数据块也为广播信息数据块，其中所述的一个控制多帧包括连续的48个帧，控制多帧中的一个数据块包括连续的4个帧。
在用户站进行初始小区搜索的过程中，为了使用户站能够找到广播信息数据块，获取其中传输的广播信息，确定小区标识，基站将下行导频时隙(DwPTS)中的同步码经过复变换，并进行四相(Quadrature Phase Shift Keying)调制，通过一种同步码的调制相位簇来标识广播信息数据块的出现。同步码的调制相位簇是指按照预定的约束关系，对连续若干帧的同步码进行四相调制得到的一组同步码调制相位。在用户站检测到所述的同步码调制相位簇后，用户站将在下一个数据块中接收广播信息。
所述的同步码复变换及四相调制的具体过程为，首先将同步码S进行复变换，复变换后的信号为S：
S=(s1,s2,···,s64)si∈{1,-1}]]>
si‾=(j)jsi,i=1,2···,64]]>
S‾=(s1‾,s2‾,···,s64‾)]]>
然后将S进行四相调制，得到的信号为S()：
S()＝S·ej {45°，135°，215°，315°}
在现有TD-SCDMA标准文档中定义了两种S()的调制相位簇，其中均包括连续4帧S()的调制相位(Phase Quadruple)，分别称为S1和S2，S1和S2中同步码的调制相位分别记为s11、s12、s13、s14和s21、s22、s23、s24，如表1所示。
表1 S()的调制相位簇名称 内容 含义S1 s11(135°)，s12(45°)，s13(225°)，s14(135°)下一数据块不是广播信息数据块S2 s21(315°)，s22(225°)，s23(315°)，s24(45°)下一数据块是广播信息数据块
对于上述定义更详细的描述请参考TD-SCDMA标准文档TSM05.02、TSM05.03及TSM05.04。
根据上述定义，用户站进行初始小区搜索的过程通常包括如下的4个步骤：
1.搜索下行导频时隙，确定小区所使用的同步码，完成用户站和基站之间的帧同步
2.根据小区所使用的同步码，确定小区所使用的扰码和训练序列
3.进行用户站和基站之间控制多帧的同步
4.用户站接收主要公共控制物理信道，读取系统信息
在每个步骤中，用户站采用相应的方法及准则来获得尽可能好的检测结果。
当用户站已经获得和基站之间的帧同步及小区所使用的扰码和训练序列信息后，为了获得和基站之间控制多帧的同步，进而接收主要公共控制物理信道并读取系统信息，用户站需要检测出同步码调制相位簇S2。有人曾使用一种滑动相关的方法来检测下行导频时隙(DwPTS)中同步码的调制相位簇S2：用户站对每帧下行导频时隙中传输的同步码进行解扩和解调，并使用每帧第一个时隙中传输的训练序列(Midamble)进行信道估计，使用此信道估计值对同步码解调信号进行信道补偿，然后对每帧经过信道补偿后的同步码解调信号进行硬判决，即每帧的判决结果为4种同步码调制相位45°、135°、225°和315°之一。为了检测同步码调制相位簇S2的存在，使用一个8帧的同步码调制相位参考序列S1S2(135°，45°，225°，135°，315°，225°，315°，45°)与同步码信号的判决结果进行滑动相关，即相关长度为8帧，每次滑动1帧。将8帧的相关结果平方累加并进行归一化，然后将所述的归一化值与门限值0.75相比较，如果大于门限值，则认为检测到同步码的调制相位簇S2，设置控制多帧检测标志位为1；如果小于门限值，则认为未检测到同步码的调制相位簇S2，设置控制多帧检测标志位为0，将相关器向后滑动一帧继续检测。当每个控制多帧中只存在一个广播数据块时，根据检测出的同步码调制相位簇S2即可确定控制多帧的起始位置，从而实现用户站与基站之间的控制多帧的同步；当经过网络端配置，每个控制多帧中存在两个广播信息数据块时，即每个控制多帧中有两个同步码调制相位簇S2，滑动相关检测方法检测的是第一个S2的位置。
上述滑动相关检测方法的仿真结果如图3与图4所示，当S2的漏检概率(存在S2但未检出)为10-3、虚警概率(不存在S2而报告检测到S2)为10-4时，所需的信噪比Eb/N0如下表2所示：
表2 滑动相关检测方法的检测性能 用户站速度S2漏检概率为10-3时所 需的信噪比Eb/N0 S2虚警概率为10-4时所需 的信噪比Eb/N0 3Km/h 2.7 -5 30Km/h 5 -5.5 120Km/h ∞ ∞
其中在上述仿真中采用的衰落信道模型为室外到室内情况A(OTIA)(详细定义请参见UMTS 30.03 www.3gpp.org)。因此由上述仿真结果可以看出，滑动相关检测方法对于S2的检测性能并不十分理想，并且由于检测错误概率较大，使得用户站与基站之间控制多帧的同步过程需要较长的时间。
(三)发明内容
本发明的目的是提供一种TD-SCDMA系统中同步码调制相位簇的检测方法，相比于上述的滑动相关检测方法，减少了漏警和虚警概率，用户站能够快速而准确的检测出同步码的调制相位簇S2，进行和基站之间控制多帧的同步。
上述的发明目的是由本发明的以下方法实现的：一种TD-SCDMA系统中同步码调制相位簇的检测方法，包括步骤如下：
1.用户站根据获得的和基站之间的帧同步信息，对每帧下行导频时隙中传输的同步码进行解扩和解调；
2.用户站根据获得的小区所使用的训练序列信息，使用每帧第一个时隙中传输的训练序列进行信道估计；
3.用户站使用获得的信道估计值，对同步码解调信号进行信道补偿；
4.用户站在经过信道补偿后的同步码解调信号序列中，检测同步码的调制相位簇；
其特征在于：在步骤4中，选取一段检测序列，其中应该包括至少一个完整的同步码调制相位簇；对该检测序列进行序贯检测(Sequential Detection)，计算上述经过信道补偿后的同步码解调信号与上述同步码调制相位簇中各个调制相位之间的欧氏距离(Euclidean Distance)；在各条同步码调制相位状态转移路径中，找出一条欧氏距离最小的路径，根据找出的这条路径，用户站能够检测出同步码的调制相位簇。
根据本发明的一个方面，同步码调制相位簇有S1和S2两种，第一种同步码调制相位簇S1包括135°(s11)，45°(s12)，225°(s13)，135°(s14)；第二种同步码调制相位簇S2包括315°(s21)，225°(s22)，315°(s23)，45°(s24)。
根据同步码调制相位簇S1、S2中各帧同步码调制相位间的约束关系，在所述的同步码的调制状态转移路径中，s11的下一帧中只能出现s12，s12的下一帧中只能出现s13，s13的下一帧中只能出现s14，s14的下一帧中出现的是s11或者s21；s21的下一帧中只能出现s22，s22的下一帧中只能出现s23，S23的下一帧中只能出现s24，s24的下一帧中出现的是s11或s21。
根据本发明的另一个方面，所述的序贯检测方法使用维特比(Viterbi)算法。
根据本发明的又一个方面，所述的检测序列长度为一个控制多帧的长度加上至少3帧。所述的控制多帧的长度为48帧。
根据本发明的再一个方面，当所述的检测序列中包括2个以上(含2个)完整的同步码调制相位簇时，检测序列的长度为2倍的控制多帧的长度加上至少3帧。当广播数据块的数目未经网络端重配置，用户站可首先将每个控制多帧长度内对应位置上的经过信道补偿后的同步码解调信号累加平均，然后使用累加平均后的信号序列作为新的检测序列。所述的新的检测序列长度为一个控制多帧的长度加上至少3帧。
(四)附图说明
为更好的理解本发明，下面结合附图介绍本发明的一些实施例及其优点，这些描述不是限制性的。
图1表示在现有的TD-SCDMA标准文档中定义的帧结构。
图2表示在现有的TD-SCDMA标准文档中定义的下行导频时隙结构。
图3表示使用现有的滑动相关检测方法时同步码调制相位簇S2的虚警概率。
图4表示使用现有的滑动相关检测方法时同步码调制相位簇S2的漏检概率。
图5表示本发明的同步码调制相位的状态转移路径。
图6表示本发明方法的一个实施例中的一段同步码调制相位簇S2的检测序列。
图7表示图6的实施例中，利用维特比算法对同步码调制相位簇S2的检测过程。
图8表示图6的实施例中，使用维特比算法检测同步码调制相位簇S2时侯的虚警概率。
图9表示图6的实施例中，使用维特比算法检测同步码调制相位簇S2时候的漏检概率。
(五)具体实施方法
在本发明方法的一个实施例中，使用维特比算法来检测同步码调制相位簇S2。
在TD-SCDMA系统的用户站开机后，首先要进行初始小区搜索，与小区的基站建立同步关系。首先用户站搜索下行导频时隙，确定小区的同步码。由此，该用户站一方面根据获得的与基站之间的帧同步信息，对每帧下行导频时隙中传输的同步码进行解扩和解调；另一方面根据该同步码，确定小区所使用的扰码和训练序列信息，进而使用每帧第一个时隙中传输的训练序列(midamble)进行信道估计，用户站使用获得的信道估计值，对同步码解调信号进行信道补偿，经过信道补偿后的同步码解调信号构成检测序列。如果用户站检测到的是同步码调制相位簇S1，则表明下一个由四帧组成的数据块不是广播信息数据块，需要继续进行检测。一旦检测到的是同步码调制相位簇S2，则表明下一个由四帧组成的数据块就是广播信息数据块，用户站将与基站进行控制多帧的同步，并将在下一数据块中接收读取小区基站传来的系统信息。
本发明的实施例中，为了检测同步码调制相位簇S2，选取一段检测序列。TD-SCDMA的每个控制多帧(Control Multi-frame)包括连续的48个帧，分为12个数据块，至少第一个数据块(Block)为广播信息数据块，每一个数据块包括连续的4个帧。理论上，如果截取一段48帧长的完整的控制多帧，其中必有S2存在。但在实际检测过程中，检测序列的开始是随机的，并不总是起始于上述控制多帧的第一帧或者一个数据块的第一帧，假如仅截取48帧为一个检测序列，则会有至少一个数据块不完整，若此不完整的数据块的相位簇恰为S2，检测就会失败。为避免此种情况，本发明的优选实施例中，在一个控制多帧的长度(48帧)上再加至少3帧，即截取的检测序列长度为至少51帧，如图6所示。这样一来，不论控制多帧起始于何处，均能保证控制多帧的各个数据块的完整性。
在一个控制多帧中只有一个广播信息数据块的情况，则一个控制多帧中的同步码调制相位簇如下表3所示。
表3 一个控制多帧中的同步码调制相位簇控制多帧中的数据块序号 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12同步码调制相位簇 S1 S1 S1 S1 S1 S1 S1 S1 S1 S1 S1 S2
上述控制多帧由12个数据块组成，其同步码调制相位簇只有S1和S2两种。上述数据块1到11的每一个数据块包含4个帧，其各帧同步码调制相位为S1，即依次为s11(135°)，s12(45°)，s13(225°)s14(135°)。上述的数据块12的同步码调制相位为S2，其各个帧的同步码调制相位依次为s21(315°)，s22(225°)，s23(315°)，s24(45°)。S2的出现意味着下一个数据块为广播信息数据块。
根据本实施例，为了检测下行导频时隙中同步码的调制相位簇S2，选取维特比算法的检测序列长度例如为51帧。理论上，对于每一帧都有8种可能的调制相位s11，s12，s13，s14，s21，s22，s23和s24，因此同步码调制相位转移路径可能的最大数量为851，但是在本实施例中，如图6所示，由于同步码调制相位簇S1、S2中各帧相位之间的约束关系，在所述的同步码调制相位状态转移路径中，s11的下一帧中只能出现s12，s12的下一帧中只能出现s13，s13的下一帧中只能出现s14，s14的下一帧中出现的是s11或者s21；s21的下一帧中只能出现s22，s22的下一帧中只能出现s23，S23的下一帧中只能出现s24，s24的下一帧中出现的是s11或s21。可见相位转移路径的实际数量是相当有限的，大大少于851，仅在s14，s24处存在两种选择(s11和s21)，选择的准则将在下面介绍。
用户站对每帧下行导频时隙中传输的同步码进行解扩和解调，并使用每帧第一个时隙中传输的训练序列进行信道估计，使用此信道估计值对同步码解调信号进行信道补偿；图7表示利用维特比算法对同步码调制相位簇S2的检测过程，图中虚线所示路径为删除路径。用户站首先计算第1帧中经过信道补偿后的同步码解调信号与所述的S1和S2中8个调制相位(s11，s12，s13，s14，s21，s22，s23和s24)之间的欧氏距离，并将计算得到的8个欧氏距离存储；在第2帧中，到达状态s11与s21均有两条路径s14与s24(s14/s24→s11，s14/s24→s21)，用户站通过比较上一步中存储的s14与s24状态的欧氏距离，选取一条欧氏距离小的路径作为幸存路径(s14→s11，s14→s21)，然后计算第2帧中经过信道补偿后的同步码解调信号与所述的S1和S2中8个调制相位之间的欧氏距离，并将计算得到的8个欧氏距离存储；在第3帧中，从第1帧开始经过状态转移到达状态s11与s21均有两条路径s13s14与s23s24，用户站计算上述两条路径的欧氏距离，即分别将两条路径中两个状态的欧氏距离相加，并进行比较，选取一条欧氏距离小的路径作为幸存路径，然后计算第3帧中经过信道补偿后的同步码解调信号与所述的S1和S2中8个调制相位之间的欧氏距离，并将计算得到的8个欧氏距离存储；依此类推，在到达第51帧时，用户站共可得到8条幸存路径；用户站计算所述的8条幸存路径的“路径欧氏距离”(每条路径上各个状态的欧氏距离之和)并进行比较，“路径欧氏距离”最小的那条路径即为维特比算法的检测结果，该检测结果被认为是最接近于实际发送的信号序列。根据此检测结果，用户站能够确定S2的位置，进行和基站之间控制多帧的同步。
使用本发明的方法检测S2时，对于S2的虚警概率和漏检概率分别如附图8和附图9所示，当仿真中采用衰落信道模型室外到室内情况A时，本发明的检测方法与现有的滑动相关检测方法在漏检概率为10-3及虚警概率为10-4时所需的信噪比Eb/N0的比较，可以清楚地从图3，4，8，和9的数据中看到，为方便理解将部分数据列于表4
表4 本发明的检测方法与滑动相关检测方法的性能比较 检测方法及用户站速度漏检概率为10-3时所需的 信噪比Eb/N0虚警概率为10-4时所需 的信噪比Eb/N0 本发明的方法 用户站速度为3Km/h -12 -8.6 本发明的方法 用户站速度为30Km/h -12 -8.5 本发明的方法 用户站速度为120Km/h -7.5 -5 滑动相关检测方法 用户站速度为3Km/h 2.7 -5 滑动相关检测方法 用户站速度为30Km/h 5 -5.5 滑动相关检测方法 用户站速度为120Km/h ∞ ∞
可以看出当用户站速度为30Km/h、漏检概率为10-3时，采用本发明的检测方法可以比滑动相关检测方法在所需的信噪比Eb/N0上获得17dB的增益；当用户站速度为30Km/h、虚警概率为10-4时，采用本发明的检测方法可以比滑动相关检测方法在所需的信噪比Eb/N0上获得3.0dB的增益。因此使用本发明的方法，可以大大改善S2的检测性能，从而改进用户站与基站之间控制多帧的同步性能，减少同步时间。
根据本发明检测方法的另一个实施例，其技术特征与前一实施例基本相同，不同之处在于：选取维特比算法的检测序列长度为两个控制多帧再加上3帧，共计99帧，用户站对每帧下行导频时隙中传输的同步码进行解扩和解调，并使用每帧第一个时隙中传输的训练序列进行信道估计，使用此信道估计值对同步码解调信号进行信道补偿；当广播数据块的数目未经网络端重配置，一个控制多帧中仅包含有一个广播数据块时，用户站可将检测序列中第1帧与第49帧的经过信道补偿后的同步码解调信号累加平均，将检测序列中第2帧与第50帧的经过信道补偿后的同步码解调信号累加平均，依此类推，直到将检测序列中第48帧与第96帧的经过信道补偿后的同步码解调信号累加平均，共得到48帧，然后使用累加平均后的信号序列再加3帧作为新的检测序列，所述的新的检测序列长度为51帧；在新的检测序列中，用户站采用与所述的第一个实施例中相同的步骤搜寻路径欧氏距离最小的路径，根据此检测结果，用户站能够检测出S2的位置，进行和基站之间控制多帧的同步。在本实施例中，由于对原有的维特比检测序列中每个控制多帧长度内对应位置上的同步码解调信号进行了累加平均，累加平均后信号的信噪比Eb/N0会提高，因而使用所述的新的检测序列，同步码调制相位簇S2的检测性能可以进一步提高，漏检概率和虚警概率进一步降低。