宽带码分多址系统的帧同步的方法及装置.pdf

一种用于宽带码分多址系统中帧同步的方法及装置，以一接收装置接收讯号，此接收讯号具有多个帧，每个帧包含多个时槽，该方法包含的步骤有：以多个预设的交联运算器交联运算接收讯号，以获得多个帧同步交联值；当一测试相位差小于一临界相位差时，将帧同步交联值与一时槽同步相位连贯地结合，或当上述测试相位差大于或等于临界相位差时，将帧同步交联值与时槽同步相位的线性组合做连贯地结合；时槽同步相位藉由将接收讯号与一时槽同步序列做交联运算来决定；本发明还根据连贯结合值来决定接受讯号的帧边界，同时在接收端有快速变化的接收讯号噪声比(SNR)能够改进帧同步速度与准确率。

1.  一种讯号同步方法，适用于对一接收讯号同步，该接收讯号具有多个帧，每个帧包含多个时槽，该方法包含：
以多个预设的交联运算器交联运算该接收讯号以获得多个帧同步交联值；
当一测试相位差小于一临界相位差时，将该帧同步交联值与一时槽同步相位结合为一连贯结合值，该时槽同步相位藉由将该接收讯号与一时槽同步序列做交联运算来决定；
当该测试相位差大于或等于该临界相位差时，将该帧同步交联值与该时槽同步相位的一线性组合结合为一连贯结合值；以及
根据该连贯结合值来决定该接受讯号的帧边界。

2.  如权利要求1所述的方法，其中该线性组合是由以下步骤获得：
计算当时的时槽同步相位与至少一个先前的时槽同步相位间的相位差；以及
求得该时槽相位差的平均值。

3.  如权利要求2所述的方法，其中一帧包含15个连续的时槽，且该平均值是根据该15个连续的时槽中所计算出的14个时槽同步相位差来平均。

4.  如权利要求1所述的方法，其中该测试相位差为一预设数量的时槽同步相位的均方根差。

5.  如权利要求1所述的方法，其中该临界相位差是根据一接收讯号的预期信噪比范围来决定；藉此当该信噪比在高范围时，该帧同步交联值是与该时槽同步相位做连贯地结合，而当该信噪比在低范围时，该帧同步交联值则与该线性组合做连贯地结合。

6.  如权利要求1所述的方法，其中该帧边界是由以下步骤获得：
累加一预设数量的时槽的连贯结合值；以及
选择该连贯结合值中的最大值来决定帧边界与一相对应的码群组。

7.  如权利要求1所述的方法，其中具有16个预设的交联运算器，该接收讯号包含16个预设的交联运算器而得64个结合值中的一个，以帧中每个时槽具有一个符号，共有15个符号的集合中运算而得。

8.  一种无线装置，用于实施权利要求1所述的方法。

9.  一种无线装置，其包含：
一接收器，用以接收一讯号，该讯号具有多个帧，其中每个帧具有多个时槽；
一第一级，用以接收该接收讯号的时槽同步相位；
多个交联运算器，用以输出该接收讯号的多个帧同步交联值；
一结合器，用以在一测试相位差小于一临界相位差时，将该帧同步交联值与一时槽同步相位做连贯地结合，而当该测试相位差大于或等于该临界相位差时，则将该帧同步交联值与该时槽同步相位的一线性组合做连贯地结合；
一选择单元，用以根据该结合器的输出来选择一帧边界值。

10.  如权利要求9所述的无线装置，其中该选择单元包含一简单平均处理器以下列步骤计算该线性组合：
计算当时的时槽同步相位与至少一个先前的时槽同步相位间的相位差；以及
求得该时槽相位差的平均值。

11.  如权利要求10所述的无线装置，其中该帧包含15个连续的时槽，且该简单平均处理器所求得的该平均值是根据该15个连续的时槽中所计算出的14个时槽同步相位差来平均。

12.  如权利要求9所述的无线装置，其中该结合器包含一简单平均处理器以计算该测试相位差，该测试相位差被当作一预设数量的时槽同步相位的均方根差。

13.  如权利要求9所述的无线装置，其中该结合器可用于设定该临界相位差，该临界相位差是根据一接收讯号的预期信噪比范围来决定；藉此当该信噪比在高范围时，该帧同步交联值是与该时槽同步相位做连贯地结合，而当该信噪比在低范围时，该帧同步交联值则与该线性组合做连贯地结合。

14.  如权利要求9所述的无线装置，其中该选择单元包含多个累加器，用于累加由该结合器根据一预设数量的时槽的输出值。

15.  如权利要求9所述的无线装置，其中该结合器包含16个交联运算器，其中每个交联运算器具有一预设的交联值，该接收讯号包含由16个预设的交联运算器而得64个结合值中的一个，以该帧中每个时槽具有一个符号，共有15个符号的集合中运算而得。

宽带码分多址系统的帧 同步的方法及装置
技术领域
本发明涉及一种用于宽带码分多址(Wideband Code Division MultipleAccess，WCDMA)系统中的通讯区域(Cell)搜寻方法，特别是涉及一种用于宽带码分多址系统中的帧同步方法。
背景技术
扩频通讯系统在蜂窝网络系统中的重要性与日俱增，特别是当宽带码分多址系统逐渐商业化的时，该系统更具有显著提升效能与可靠度的市场潜力。
为了在宽带码分多址系统中建立网络连结，用户设备(User Equipment，UE)首先要执行通讯区域搜寻程序。该通讯区域搜索程序使用户设备可与下链频段(Downlink Channel)实现时序与编码的同步。在已知技术中已知有许多不同的方法来执行通讯区域搜寻程序。已知技术已揭示的部分，如登载于国际电机电子工程通讯领域期刊第18卷第8号(2000年8月版)(Vol.18，No.8(August 2000 edition)of IEEE Journal on Selected Areas inCommunications)由Yi-Pin Eric Wang与Tony Ottosson所发表的「CellSearch in W-CDMA」一文中即有叙述，并为本申请所引证。
接着将对通讯区域搜索方法作一简要叙述。请参照图1，图1为在宽带码分多址系统中的一个下链公用控制频段(Common Control Channel，CCH)10的方块图。公用控制频段10可分割为一连串帧12。每个帧12包含15个时槽(Slot)14。每个时槽14带有10个符号，其中每个符号又具有256个基片(chip)。因此，每个时槽即为2560个基片的长度。请一并参照图2与图1，图2为一时槽14在公用控制频段10中的方块图。其中在每个时槽14中的第一符号16带有一主要同步频段(Primary Synchronization Channel，PSCH)16p与一次要同步频段(Secondary Synchronization Channel，SSCH)16s。其余九个符号18则接在第一符号16之后成为主要公用控制实体频段(Primary Common Control Physical Channel，P-CCPCH)。主要同步频段16p与次要同步频段16s互相正交，因而可相互迭加传输。主要同步频段16p藉由与所有基站相同的主要同步码(Primary Synchronization Code，PSC)来加以编码，而且此编码不会改变。次要同步频段16s为重复传送的15个调制码序列所组成，其中每个调制码的长度为256基片。这15个调制码称的为次要同步码(Secondary Synchronization Codes，SSC)，以与主要同步频段平行的方式传送。每一个次要同步码挑选自一个包含16个不同码且每个码为256基片长度的集合中。次要同步频段的序列表示通讯区域下链扰码(Scrambling Code)所属的码群组。请参照图3，图3为一公用导引频段(Common Pilot Channel，CPICH)20与公用控制频段10一同传播的方块图。公用导引频段20所使用的编码为传播基站所专用。在一个宽带码分多址系统中，一个基站可在512个不同的主要扰码中择一用于公用导引频段20，这512个主要扰码是由64个码群组以及每个码群组中的8个各自独立的码所组成。主要同步频段16p中的主要同步码为所有基站所公用，也因此可用于时槽14的同步。虽然次要同步频段16s的次要同步码在时槽14上会随着时槽14的基底而改变，但次要同步频段16s的编码变化的序列模式(pattern)仍取决于码群组中用于公用导引频段20的编码。亦即，次要同步频段16s有64个编码序列模式可采用，每一个编码序列模式对应于一个与公用导引频道20所使用编码相结合的特定码群组。藉由将接收到的公用控制频道讯号10与所有可能的次要同步频道16s的编码序列相互交联运算(Correlating)并找出最大交联值(Maximum Correlation Value)，即可得出共同导引频道20的码群组，并实现帧12的同步。由于次要同步频段16s是根据一预先定义的序列来变动，开始的序列皆为已知且被置于每一个帧12的开头部份传送，因此可实现帧同步。当公用导引频段20的码群组为已知时，即可藉由计算在用于识别公用导引频段20的码群组中每8个信号间的关联性来获得通讯区域所用的主要扰码。而当基站所用的主要扰码被确认时，系统与通讯区域之间的特定传播频段(Broadcast Channel，BCH)讯息即可被读取。
根据以上所述，通讯区域搜寻方法一般被分成下列三个步骤：
步骤1：时槽同步
利用主要同步频段16p来执行时槽同步。通常藉由一个匹配滤波器(Matched Filter)或类似设备来实现与所有基站公用的主要同步码之间的匹配。一般而言，一个帧中有用的时槽经匹配滤波器的输出后为非连贯(Non-coherently)的结合，从中找到一个最大峰值后，再根据该最大峰值而获得该时槽的长度范围。
步骤2：帧同步与码群组识别
在步骤1所得出的时槽长度被用于次要同步频段16s与所有可能的次要同步码作交联运算。自次要同步码1到次要同步码16组成具有16个次要同步码的码序列。这些次要同步码与一个帧中所有时槽的值作交联运算并累积所有可能的帧范围而产生一个数值表。表中的每个值以其在该表中所在的行列位置代表扰码群组与帧时槽的范围。表中最大的值被选为可决定帧范围与码群组的候选值。
步骤3：扰码识别
在公用导引频段20中执行讯号与讯号间的交联运算以实现在步骤2中扰码与码群组的确认。最大交联值被选为该基站的的主要扰码。而且只有在最大交联值大于临界值时，该最大交联值才会被接受。
请参阅图4，图4为已知用于通讯区域同步的用户设备30地方块图，为便于说明，本发明的用户设备30实际的组成组件在图4中并未完全显示，仅显示必要的组件。用户设备30包含一收发器39与一同步器38。收发器39接收来自基站(图未示)的传播讯号并以类似已知无线组件的技术将传播数据传送到同步器38。同步器38包含第一级31、第二级32与第三级33。第一级31用来执行上述步骤1的时槽同步。第一级31所产生的结果被传送到第二级32以执行步骤2中的帧12同步与码群组识别。第二级32所产生的结果接着被传送到第三级33去执行步骤3的扰码识别。
第一级31包含一峰值纪录器(Peak Profiler)34。峰值纪录器34包含与所有基站相同的主要同步码35，并藉由依据收发器39所接收的主要同步频段16p来比对主要同步码35以产生峰值纪录数据36，该峰值被非连贯地结合于时槽14的帧12上。峰值纪录数据36将保留预设数量的基片中的数据，且当主要同步频段16p在每一个时槽14重复时，将共同保有足够覆盖一个完整时槽14的数据，即为2560个基片。在记载峰值纪录数据36的基片中，具有一个最高峰值的基片用于标记主要同步频段16p，且因此被用来作为时槽范围偏移量37。如图5中所示，图5为峰值纪录数据36的范例图(未显示刻度)。第一级31于峰值纪录数据36中标记一个出现于第1658号基片的最大峰值。时槽范围偏移量37因而具有一个用于指示位于第1658号基片的峰值路径的数值。时槽范围偏移量37被发送到第二级32作为时槽14同步点。利用时槽范围偏移量37所标记的时槽14位置，第二级32执行上述步骤2而产生一码群组32g与一时槽编号32s。
第二级32具有一交联运算单元32c以根据时槽范围偏移量37以及次要同步频段16s与次要同步码所得的交联值来产生一交联值表32t。交联运算单元32c包含16个次要同步码的交联运算器。假设α0～α15为16个次要同步频段交联运算器的输出值(时槽率)。在图6中下方的表c为次要同步码在次要同步频段的配置表，可用于查表。右边的表w用于纪录15个时槽的累加结果。下面步骤将清楚描述如何决定帧范围与码群组：
for slot＝0:14
  for group＝0:63
      for shift＝0:14
            w(group，shift)+＝α(c(group，(shift+slot)mod 15))
        next shift
     next group
next slot
该最大值对应于一码群组与一时槽编号。该对应的时槽编号32s为时槽数量与目前的时槽边界的差值，亦即可得到该帧的边界。该对应的码群组32g为用于目前的通讯区域中的该扰码的群组编号。
第三级33还包含一交联运算单元33c，其用于将公用导引频段20与码群组32g中所包含所有可能的主要扰码作交联运算。藉由此方法，交联运算结果33r即可由主要扰码中分别获得。只有相对应的交联值超过临界值33x且具有最大交联值的主要扰码会被选为主要扰码33p。举例来说，如果每个码群组包含8个主要扰码S0-S7，其主要交联值33r即为：C0、C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7，分别为由码群组编号32g所指示的码群组中8个主要扰码S0到S7的主要交联值。假设C6具有最高的主要交联值且超过临界值33x，则第三级33即会将主要扰码编号33p的值设为“6”。
习惯上，在第二级32中的主要同步频段的相位估计值是对照交联运算单元32c执行连贯的组合运算时而产生的交联值表32t。亦即为，用于次要同步频段16s讯号的相位修正值是根据相对应的主要同步频段16p讯号的相位差，因为在每一个时槽14中次要同步频段是以与主要同步频段呈平行方式来传送，且主要同步频段亦然，这就是为什么我们可以使用从主要同步频段估计而得的相位参考值的原因。此方法可适用于高信噪比(Signal toNoise Ratio，SNR)的情况下，而在低信噪比的情况时，交联运算单元32c的效能会降低。因此，参照主要同步频段的相位而不考虑噪声的变化，将导致较慢的帧同步时间与较慢的通讯区域搜寻。
发明内容
因此本发明的主要目的是提供一个可减低噪声影响的帧同步方法及相关装置以解决上述的问题。
本发明提供了一种可实现将接收讯号的帧同步的方法，接收讯号可分为多个帧，每个帧包含多个时槽，该方法包含的步骤有：以多个预设的交联运算器交联运算该接收讯号以获得多个帧同步交联值；当一测试相位差小于一临界相位差时，将帧同步交联值与一时槽同步相位连贯地结合，时槽同步相位藉由将接收讯号与一时槽同步序列做交联运算来决定；当测试相位差大于或等于临界相位差时，将帧同步交联值与时槽同步相位的线性组合做连贯地结合；以及根据连贯结合值来决定接受讯号的帧边界。
本发明的另一目的为藉由连贯地组合运算帧同步交联值与时槽同步的线性组合，可减少高讯号噪声的影响。
本发明的再一目的为可选择的临界值可使帧同步与相对应的码群组选择最佳化。
附图说明
图1为一宽带码分多址系统中的下链公用控制频段的方块图。
图2为图1所示的公用控制频段中的一个时槽方块图。
图3为一公用导引频段与图1中的公用控制频段一同传播的方块图。
图4为已知用于通讯区域同步的用户设备的方块图
图5为图4中所示用户设备峰值纪录数据的范例图。
图6为图4中所示的交联值图。
图7为本发明用户设备的方块图。
图8为图7中第二级电路的方块图。
图9为第一实施例中决定平均值与均方根差(Mean SquareError，MSE)的流程图。
图10为本发明中通讯区域搜寻方法的流程图。
图11为本发明的第二实施例，用以决定平均值与均方根差的流程图。
图12与图13为图11所示的方法的相位分布范围图。
附图符号说明
14  主要公用控制实体频段
16  符号
16p 主要同步频段
16s 次要同步频段
18  符号
20  公用导引频段
30  用户设备
31  第一级
32  第二级
32c 交联运算单元
32g 码群组
32s 时槽编号
32t 交联值表
33  第三级
33c 交联运算单元
33p 主要扰码
33r 交联值
33x 临界值
34  峰值纪录器
34m 匹配滤波器
34s SRRC
35  主要同步码
36  峰值纪录数据
37  主要同步频段路径位置(时槽范围偏移量)
38   同步器
39   收发器
100  用户设备
101  收发器
110  第一级
120  第二级
122  接收讯号
124  码群组
130  第三级
132  主要交联运算器
134a 次要交联运算器
134b 次要交联运算器
134k 次要交联运算器
140  结合器
142  简单平均处理器
144  共轭复数处理器
145  判断逻辑器
150  选择单元
152  累加器
154  控制器
156  CFRS单元
158  内存
160  选择器
具体实施方式
请参阅图7，图7为本发明的用户设备100的方块图。虽然在图7中并未显示详细的组成组件，但用户设备100中这些不同的组件功能都可以利用一个中央处理单元(Central Processing Unit，CPU)来执行适当的程序代码以实现本发明的方法，下面将说明详细的实施方法。已知技术中已有藉由一中央处理单元与相应程序代码来执行通讯区域的搜寻程序，在以下详述的较佳实施例中本发明可以一适当的的技术加以实现。此外，亦可通过一些特定的硬件以实现本发明的部分或全部功能。另外，这些不同的功能单元与数据结构并不一定需要依照图7中所描述各部分的排列。
本发明的用户设备100与已知技术的用户设备30有许多相似的处。特别是用户设备100与用户设备30都具有一收发器101、一第一级110以及一第三级130。而用户设备100还包含一第二级120以执行本发明的帧同步与通讯区域搜寻的方法。
请参阅图8，图8为第二级120的方块图。第二级120包含多个交联运算器(Correlator)130、一结合器(Combiner)140以及一选择单元150。多个交联运算器130包含一对应于主要同步频段时槽同步讯号的交联运算器132与对应于16个次要(帧)同步码的交联运算器134a-p。第一级110的输出讯号122输入至交联运算器132、134a-p中，而每一个交联运算器132、134a-p都输出一交联值到结合器140中。
结合器140包含一简单平均(Simple Average，SA)处理器142用于计算交联运算器132的输出的平均值、一判断逻辑器145、一共轭复数处理器144用于取得判断逻辑器145输出值的共轭复数、以及多个乘法器146用于将交联运算器134a-p以交联运算器132所得的估计相位得到的帧同步的交联运算值连贯地结合。特别的是，简单平均处理器142与共轭复数处理器144接收与处理由交联运算器132根据判断逻辑器145的限制所产生的输出，接着将处理过的值输出到每个乘法器146。经由判断逻辑器145的处理过程包含根据均方根差的临界值来决定以主要(时槽)同步相位或是主要(时槽)同步相位的线性组合作为输出值，此部分稍后将再加以详述。此外，简单平均处理器142、判断逻辑器145及共轭复数处理器144可依照专业设计者的设计需求来做重新排列、结合或分离的配置。每个次要交联运算器134a-p输出一交联值到一对应的乘法器146，而后乘法器146将帧同步交联值与共轭复数处理器144的输出值连贯地结合。乘法器146的输出值被连结到选择单元150。
选择单元150包含多个累加器(Accumulator)152，其中每个累加器152被连接至一相对应的乘法器146、一控制器154、一无间隔码理得-所罗门编码单元(Comma-Free Reed-Solomon Unit，CFRS Unit)156、一内存158以及一选择器160。累加器152、控制器154、CFRS单元156以及内存158产生如图6所示的交联值表32t。特别是，这些组件累加并表列出代表次要同步频段16s(如图2所示)的码群组序列的交联值W_x，x。当表32t产生后，选择器160接着从中选择最大值以决定帧边界与码群组。选择单元150实际上即为一个帧边界与码群组的选择电路，其可决定并输出接收讯号122的码群组124。
一般而言，第二级电路120的运作方式如下所述。主要交联运算器132与次要交联运算器134a-p输出多个帧同步交联值予结合器140。判断逻辑器145判断次要交联运算器134a-p输出的帧同步交联值要与主要交联运算器132的时槽同步相位输出值作连贯地结合，或是与当时的时槽同步相位值以及之前所接收到的时槽同步相位值的线性组合作连贯地结合。为了提高得到正确码群组124的可能性，判断的标准是根据当时与之前所接收到的时槽同步相位值以及一特别选定的临界值的均方根差来决定的。
简单平均处理器142所执行的运算是根据以下的方程式(1)、方程式(2)与方程式(3)：
ΔP(n)＝P(n)-P(n-1)                                 方程式(1)
其中ΔP(n)为一时槽运算后所得的相位差，
P(n)为当时时槽的同步相位，
P(n-1)为先前时槽的同步相位。
在一较佳实施例中，一个由15个时槽所组成的帧具有对应的14个差值。须注意的是本发明目的在实现帧同步，该15个时槽的处理并不须对应于一个单独的帧-只要时槽连续即可。这些时槽的平均值以下列方式计算：
ΔP MEAN = Σ n = 1 14 ΔP ( n ) 14 ]]>方程式(2)
均方根差(MSE)依下列方式计算：
ΔP MSE = Σ n = 1 14 ( P ( n ) - ΔP MEAN ) 2 14 ]]>方程式(3)
方程式(1)、方程式(2)与方程式(3)是由判断逻辑器145来执行。在执行这些计算之后，判断逻辑器145将计算所得的ΔP_MSE值当作临界值，该临界值根据所接收到讯号的信噪比来决定。临界值可在任何时候被设定为可最佳化本发明的运算的任意值。举例来说，对第一移动电话而言，该临界值可在出厂时根据实验值或分类法被设定为一固定值。然而，对第二移动电话来说，其临界值可由该电话的系统根据实时的信噪比测量运算而不断地变化其设定值。当然也可以运用以上两种方法的结合，或其它具有同样效果的方法。
请参阅图9，图9为第一实施例中决定平均值与均方根差(Mean SquareError，MSE)的流程图。该平均值与均方根差的计算详述如下：
步骤300：开始；
步骤302：将接收到的讯号与主要同步频段的讯号做交联运算以求出当时所接收到的时槽同步相位P(n)。此运算是由图8所示的交联运算器132来执行；
步骤304：依照方程式(1)计算当时时槽的同步相位P(n)与先前所接收的时槽同步相位P(n-1)两者之间的相位差。此步骤与随后的步骤皆由图8所示的判断逻辑器145来执行；
步骤306：判断当时的时槽是否为第14个(最后被运算的时槽)。如有必要，则继续对下个时槽进行判断；
步骤308：选择下一个时槽；
步骤310：依照方程式(2)与方程式(3)计算出ΔP_MEAN与ΔP_MSE值；
步骤312：结束。
在以上程序中，ΔP_MEAN与Δ_PMSE值的计算可能会重复地在交替的时槽间进行。特别的是，这一连串的值可用于找出平均值与均方根差。
请参照图10所示的流程图，以下将详细叙述图8中本发明的第二级电路120所有运作流程：
步骤400：开始；
步骤402：由图7所示的第一级110执行时槽同步；
步骤404：以交联运算器132、134a-p交联运算所接收到的讯号。利用主要交联运算器132将所接收到的讯号与主要同步频段讯号做交联运算以获得时槽同步相位P(n)。利用16个次要交联运算器134a-p将所接收到的讯号与次要同步频段讯号做交联运算；
步骤406：判断主要同步频段的平均时槽同步相位差ΔP_MEAN与先前帧(15个)时槽的相位差ΔP_MSE值的均方根差。此步骤可由图9所示的程序来实现。接着，检查这些相位差ΔP_MSE值的均方根差值是否大于或等于临界值P_T。若是，则进行步骤408，若否，则进行步骤410。如图8所示，此步骤是由判断逻辑器145依据方程式(1)、方程式(2)与方程式(3)来执行运算；
步骤408：利用乘法器146将由次要交联运算器134a-p所得的帧同步交联值与由共轭复数处理器144所产生的平均时槽同步相位差ΔP_MEAN值做连贯地结合；
步骤410：利用乘法器146将由次要交联运算器134a-p所得的帧同步交联值与由共轭复数处理器144所产生的时槽同步相位P(n)值做连贯地结合；
步骤412：利用累加器152来累加交联值，并且利用控制器154、CFRS单元156与内存158来表列出代表次要同步频段16s(如图2所示)的码群组序列的次要交联值W_x，x；
步骤414：选择器160选择最大的表列值W_x，x来决定帧边界；
步骤416：如图7所示的第三级130依据已确定的帧边界来决定所接收讯号的码群组；
步骤418：结束。
就本发明而言，上述方法的所有步骤中以步骤406到410最为重要。另外，步骤406中的比较结果取决于临界值的定义与在一装置上如何去执行储存与比较的程序。也就是说，比较结果将会少于或相似于该估计值。
图11为本发明的第二实施例，用以决定平均值与均方根差的方法的流程图。第二实施例的方法是将时槽相位差调制至两个范围并分别计算平均值与均方根差，这两个范围显示于图12与图13。选择较小均方根差所对应的平均值并且更进一步重复地进行平均值与均方根差的计算以提高准确率。以下将详述第二实施例中平均值与均方根差的决定方法：
步骤500：开始；
步骤502：依据方程式(1)、方程式(2)与方程式(3)来计算在-π～π与0-2π两个不同范围中的时槽相位差的平均值与均方根差；
步骤504：选择步骤502中较低的均方根差值以及与该均方根差对应的平均值。将步骤502中与较低的均方根差值对应的平均值设定为一个初始平均值ΔP’_MEAN(0)。另外，将重复运算数m设为0；
步骤506：利用方程式(4)来计算重复平均值；
步骤508：依据方程式(2)、方程式(3)与方程式(5)来计算在-π～π范围中的时槽相位差的平均值与均方根差；
步骤510：检查是否到达重复运算的极限，亦即为，检查目前的重复运算数m是否等于预设的重复数N，若是则进行步骤514，否则进行步骤512；
步骤512：进行下一个重复运算，并将重复运算数m值设为m+1；
步骤514：结束。
Δ P MEAN ′ = Σ w = 0 m ΔP MEAN ′ ( w ) ]]>方程式(4)
ΔP′(n)＝ΔP(n)-ΔP′_MEAN方程式(5)
如图12与图13中所示，在不同的相位范围中可能会出现相同的时槽同步相位值。上述如图11所示的方法可抵销在时槽同步相位的实际相位范围的不确定性，并使输出值的正确性提高。
相较于已知技术，本发明将多个时槽相位的均方根差值当作一临界值，然后选择一个相对应的时槽相位平均值或根据比较运算所得的单一时槽相位值。该临界值的设定是依据一信噪比的预估值或其测量值。因此，在信噪比不断变化的环境中，亦可轻易地得到精确的时槽同步与相对应的码群组以及实现通讯区域的搜寻确认。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明的权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明专利的涵盖范围。