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本发明提供了一种光接收装置，能够用简单便宜的结构来实现时间选通，并且调节项目少。本发明的光接收装置具有：解码电路，被输入了按照编码模式而在时间被扩展的光信号，并按照解码模式执行解码；时间选通电路，产生表示杂光信号中存在有意义的期间的时间选通信号，并执行解码光信号的透过控制。时间选通电路包含：光分支单元，用于将来自解码电路的解码光信号分2支；光/电转换单元，用于将一方的分支解码光信号转换为电信号；时间选通信号产生单元，用于产生以与该电信号同步的基本频率分量为频率的时间选通信号；以及选通单元，根据时间选通信号对另一方的分支解码光信号执行透过控制。

1.  一种光接收装置，输入按照发送端的编码模式而在时间上被扩展的光信号，其特征在于，包括：
解码电路，按照对应于上述编码模式的解码模式，对所输入的光信号进行解码；
时间选通电路，基于从该解码电路输出的解码光信号，产生表示该解码光信号中存在有意义的光脉冲的期间的时间选通信号，然后使上述解码光信号通过或阻止其通过；以及
数据再现电路，根据经过该时间选通电路的解码光信号来执行数据再现；
其中，
上述时间选通电路包含：
光分支单元，将从上述解码电路输出的解码光信号分为2支，
光/电转换单元，用于将分出的一支解码光信号转换为电信号；
时间选通信号产生单元，产生与所转换的电信号同步且以其基本频率分量为频率的时间选通信号；以及
选通单元，根据所产生的时间选通信号，使分出的另一支解码光信号通过或阻止其通过。

2.  如权利要求1所述的光接收装置，其特征在于，还具有定时调节单元，用于使输入到上述选通单元的另一支解码光信号和时间选通信号的定时一致。

3.  如权利要求2所述的光接收装置，其特征在于，定时调节单元设置在时间选通信号的产生处理通路上。

4.  如权利要求3所述的光接收装置，其特征在于，定时调节单元是用于在电信号阶段调节定时的单元。

5.  如权利要求3所述的光接收装置，其特征在于，定时调节单元是用于在光信号阶段调节定时的单元。

6.  如权利要求2-5中任一所述的光接收装置，其特征在于，包含定时控制单元，用于根据从上述选通单元输出的光信号，得到对另一个解码光信号与时间选通信号的定时关系的评估值，并根据该评估值，来控制上述定时调节单元。

7.  如权利要求6所述的光接收装置，其特征在于，上述评估值是评估光强度大小与数据的“0”、“1”相对应的光信号时的Q值。

光接收装置
技术领域
本发明涉及一种光接收装置，例如是能够适用于光码分复用(Optical Code Division Multiplexing：以下称为OCDM)中的解码光的波形整形的装置。
背景技术
近年来，作为适用于光城域访问网络的高速、大容量化要求的复用方式，OCDM倍受瞩目。OCDM是在收发装置中，通过使用正交的编码序列对各信道进行编码/解码来实现复用的一种方法。作为编码/解码的方法，存在直接扩展方法、时间扩展方法、波长跳跃方法、时间扩展/波长跳跃方法等。
[专利文献1]特开2000-209186号公报
首先，使用图2来说明依据专利文献1中记载的时间扩展/波长跳跃方法的编码以及解码过程。
如图2(a1)所示，在发送端，由光信号构成的发送数据201被输入到编码器203内。光信号构成的发送数据201(202)是根据电信号构成的发送数据，利用Returen-to-zero(RZ)格式对由规定数构成的波长数N1(图2中为3个)个波长λ1～λ3进行强度调制所得到的数据，如图2(a2)所示，在每个数据周期的时隙(片段)内产生有效的数据。发送数据201内包含的各波长分量在编码器203内被分别延迟(被编码)按照特定的编码模式(Code1)而特定的时间，成为如图2(a3)所示的、波形在时间轴上被扩展的光信号205。
如上所述，利用与波长分量对应的延迟时间而被时间扩展后得到的光信号205通过传输通路204到达解码器206。
在解码器206中，将输入的光信号205中的各波长分量延迟(被解码)根据特定的编码模式(Code1)而特定的时间，得到如图2(a4)所示的、在时间轴上被反扩展(抵消各波长分量的延迟时间差)、各波长分量被重叠于同一片段期间的、与当初的发送数据201相同的接收数据207(208)。在这种编码器203和解码器206的编码模式一致的情况下，接收数据207(208)的波形被称为自相关波形。
另外，在图2(b1)-2(b4)中，显示了编码器203和解码器206中的编码模式不同之情况。
在利用不同于图2(b1)～图2(b4)的编码的情况下，即便经过解码器206的处理，延迟时间差也不能抵消，得到了如图2(b4)所示的具有低峰值的、在时间轴方向上被扩展的波形(接收数据)。在这种编码器203和解码器206的编码模式不同的情况下，接收数据的波形被称为互相关波形。
在复用编码光信号的情况下，如图2(c5)所示，在解码器输出的接收信号(接收数据)中，得到了自相关波形和互相关波形之和。
即便是时间扩展/波长跳跃方法之外的其他编码/解码方法，在接收数据(解码信号)中，也同样得到了自相关波形和互相关波形之和。互相关波形由于对所希望的信号造成了干扰，因此，使数据识别时的信噪比(SN比)恶化。
为此，作为提高SN比的手段，已经提出了在光信号阶段添加一个时间选通，以除去互相关波形的方法(非专利文献1)。
(非专利文献1)
K.Kitayama et.al.，“Optical Code Division Multiplexing(OCDM)and Its Applications to Photonic Networks、”IEICE Trans.Fundamentals，vol.E82-A，No.12，pp.2616-2625，Dec.1999
以下，将简单说明使用时间选通的去除互相关波形的方法。如图3所示，将由自相关波形(所希望的信号)和互相关波形(干扰)之和所表示的时间波形304作为解码后的光信号301。对于该时间波形，在时间选通302中，利用时间选通信号305，使信号在与自相关的峰值相同的时刻通过(选通接通)，而在其他时间使信号屏蔽(选通关闭)。此时，由于只有所希望的信号通过时间选通302，因此得到去除了干扰的光信号306。
在上述非专利文献1中，使解码光信号分为2个支路，在利用模同步激光器从其中1个分支光信号中提取出光时钟，并控制了另一个光解码信号以及光时钟信号的偏振面之后，利用半导体放大器来产生四光波混合，从而实现时间选通。由于在时间选通后的光信号中存在由四光波混合造成的不需要的波长分量，因此，利用波长滤波器仅提取出所希望的信号。
发明内容
在通过上述的时间选通来去除干扰的过程中，必须使自相关波形地峰值与选通接通的定时相一致地通过时间选通。为此，在实际的OCDM系统中，必须提取出接收机接收信号的定时。但是，必须从干扰量变化的编码复用信号中提取出所希望的定时。另外，由于是在受到温度变化等环境影响的光纤中进行传输，因此，在发送端和接收端，信号脉冲串的定时不同，并且是与随时间不断变化的。必须要提取这种状况下的定时。
上述非专利文献1中，由于是依据光信号处理的时间选通，从而适合于高速化要求。
但是，在实现时间选通时，需要很多光学元件，其结果是系统成本变高。需要很多诸如用于使解码光信号和光时钟的偏振面变为所希望结果的偏振面控制元件之类的调节项目，因此，在一开始时的调节操作变得很复杂。
由此，希望提供能够用简单、便宜的结构来实现时间选通且调节项目少的光接收装置。
为了解决这一问题，本发明提供了一种光接收装置，在发送端，按照编码模式来输入在时间上被扩展的光信号，其特征在于，具有：(1)解码电路，用于按照与上述编码模式相应的解码模式，对输入的光信号进行解码；(2)时间选通电路，基于从该解码电路输出的解码光信号，产生表示该解码光信号中存在有意义的光脉冲的期间的时间选通信号，以使上述解码光信号通过或阻止其通过；以及，(3)数据再现电路，根据通过该时间选通电路的解码光信号，来执行数据再现。其中，上述时间选通电路(2)还具有：(2-1)用于将从上述解码电路输出的解码光信号分为2支的光分支电路；(2-2)将分支后的一支解码光信号转换为电信号的光/电转换单元；(2-3)时间选通信号产生单元，用于与变换后的电信号相同步地产生以其基本频率分量为频率的时间选通信号；以及，(2-4)选通单元，用于根据所产生的时间选通信号，来使分支后的另一支解码光信号通过或阻止其通过。
附图说明
图1是显示第1实施例的结构框图。
图2是时间扩展/波长跳跃方法的与原理说明图。
图3是对解码光信号的时间选通的原理说明图。
图4是第1实施例的效果说明图(其1)。
图5是图4中的实验方式的说明图。
图6是第1实施例的效果说明图(其2)。
图7是显示第2实施例结构的框图。
图8是显示第3实施例的结构框图。
图9是显示另一实施例的主要部件的框图。
具体实施方式
(A)第1实施例
以下，将参照附图对本发明的光接收装置的第1实施例进行详细说明。
图1是显示第1实施例的光接收装置500的整体结构的框图。
第1实施例的光接收装置500大致具有解码电路、时间选通电路以及数据再现电路。
设置了光纤布拉格衍射晶格(FBG)502以及环行器503，作为通过了传输通路(例如光纤)的OCDM信号501(参照图2(c4))的解码电路。
输入的OCDM信号501通过环行器503被输入到光纤布拉格衍射晶格502内。光纤布拉格衍射晶格502，对于OCDM信号501内包含的每个波长分量，其反射位置是不同的，从而使其各个反射位置变为与分配给该光接收装置500的信道的解码模式(编码模式)相对应。即，从光纤布拉格衍射晶格502射出的光信号变为是自相关波形(所希望的信号)和互相关波形(干扰)之和的解码光信号(参见图2(c5))。该解码光信号通过环行器503而被输入到时间选通电路。
时间选通电路具有：光分支器504、光二极管505、放大器506、低通滤波器(LPF)507、时间选通信号产生电路508、相移器509、放大器510、偏置电路511以及选通电路513。
光分支器504将解码光信号分为2支，将其中一方的分支解码光信号提供给选通电路513，而将另一方的分支解码光信号提供给光二极管505。
光二极管505将解码光信号转换为电信号后，将其提供给放大器506。
放大器506以及低通滤波器(例如贝赛尔滤波器)507在对被变换为电信号的解码信号进行放大的同时，还对其执行除去不需要分量之等效处理，然后将其提供给时间选通信号产生电路508。
时间选通信号产生电路508，例如由PLL电路构成，用于产生与输入的解码信号同步、且以其基本频率分量(编码周期的倒数)为频率的时间选通信号，然后将其提供给相移器509。
相移器509基本上执行用于补偿在时间选通信号的产生处理系统中的处理延迟的相移处理。相移器509例如是由手动式可变延迟器构成，从而还能够除去时间选通信号的产生处理系统中的处理延迟的成品偏差。
放大器510以及偏置电路511是作为选通电路513的驱动器而设置的。放大器510对所产生的时间选通信号进行放大，偏置电路511将放大后的时间选通信号的直流电平转换为由外部提供的偏置电平，并将其提供给选通电路513。偏置电平不仅确保了选通电路513的驱动，而且还有助于设置时间选通信号导通期间的宽度(选通宽度)。
选通电路513，在功能上来说是一种可电控制的光开关，例如能够使用电场吸收型(EA)型调制器。选通电路513在时间选通信号导通期间，令来自光分支器504的解码光信号通过，而在时间选通信号关闭期间，阻止其通过。从该选通电路513输出的光信号变为从解码光信号中除去了互相关波形(干扰)后的光信号。
从选通电路513输出的光信号被提供给数据再现电路514。在第一实施例的情况下，由于数据再现结构中没有特征，因此，省略了数据再现电路514的详细结构的图示。数据再现电路514，例如，在将从选通电路513输出的光信号转换为电信号之后，利用PLL电路来再现时钟516，并与时钟同步地对转换为电信号的信号和阈值进行比较，以再现数据515。
根据上述第一实施例，通过多利用电气元件的简单结构，能够从解码光信号中除去干扰分量。
图4(a)和(b)分别按照图5的设计，显示了选通电路513的输入光波形(的I(アイ)模式)以及输出光波形(的I模式)。
如图4(a)所示，在通过选通电路513之前，则会包含由其他信道的信号造成的干扰分量INF，但由于通过了选通电路513，如图4(b)所示，则除去了干扰分量INF。即，根据第1实施例，在数据速度大约为10Gbit/s、2路复用的情况下，能够实现充分的干扰去除。
图6显示了再现数据515中的比特误差率的测量结果，横轴是对数据再现电路514的输入光功率。在图6中，小黑点和小白点代表按照第1实施例施加时间选通(时间选通宽度30ps)的情况，系统方式是图5所示的情况。小白点代表直接连接光发送装置和光接收装置(第1实施例的光接收装置)的情况，小黑点代表通过80km的分散位移光纤(DSF)来连接光发送装置和光接收装置(第1实施例的光接收装置)的情况，而与大黑点所表示的未施加时间选通的情况(直接连接光发送装置和光接收装置)相比，比特误差率得以大幅改善。
为了进行参照，用大白点来表示没有复用情况下的误差率。我们知道，在复用数为2的情况下，通过按照第1实施例来执行时间选通处理，能够实现与未复用情况相同程度的比特误差率。即，通过使用第1实施例的时间选通，能够降低由于复用而引起的不利因素。
从该图6中，能够理解：通过施加时间选通而使接收误差特性改善了6dB，此外，还能实现作为非误差底线的、10-10以下的比特误差率。
另外，还可理解，即便在经过分散位移光纤(DSF)的80km传输后，施加了时间选通的信号的功率损耗在1dB以内，从而吸收了光纤传输后的接收定时的摇动。
(B)第2实施例
接下来，将参照附图对本发明的光接收装置的第2实施例进行详细说明。
图7是显示第2实施例的光接收装置500A中时间选通电路的详细结构框图，并省略了解码电路和数据再现电路的图示。在图7中，对于与上述第1实施例中的图1相同的对应部分，赋予相同符号来进行显示。
正如从图1和图7的比较中可以了解的那样，第2实施例的时间选通电路除了有第1实施例的结构外，还具有光分支器701、Q值监视器702和相移量控制器703。
光分支器701用于将从选通电路513中输出的光信号分为2支，将其中一支分支光信号提供给图中未示的数据再现电路(参见图1)，而将另一支分支光信号提供给Q值监视器702。
Q值监视器702是作为用于监视参数值的部件而设置的，所述参数值用来评估输入给选通电路513的解码光信号和时间选通信号的定时。Q值监视器702以时间选通信号产生电路508输出的时间选通信号为时钟，来监视用(1)式表示的Q值(每当输入一个时钟就计算新的Q值)，Q值监视器例如可以原封不动地使用市售的设备。
Q＝{s(1)-s(0)}/{σ(1)+σ(0)}    ……(1)
s(1)和s(0)分别是数据表示“1”或“0”时的电平(光强度)的平均值，σ(1)和σ(0)分别是数据表示“1”或“0”时的电平的标准偏差。即，数据为“1”时的平均电平与数据为“0”时的平均电平之差越大(越合适的情况)，Q值越大。还有，数据为“1”时的电平变化与数据为“0”时的电平变化越小(越合适的情况)，Q值越大。
即，Q值越大，输入给选通电路513的解码光信号和时间选通信号的定时良好，如果该定时恶化，则Q值变小。
相移量控制器703基于Q值监视器702所提供的Q值，向相移器提供控制信号，以控制从时间选通信号生成电路508输出的时间选通信号的相位。相移量控制器703，例如在通信开始时或检测出脱离同步等时，分配时间选通信号的相移量，使之被固定在Q值为最大的相移量上。即，相移量的控制过程是由相移量扫描过程和最大Q值检测过程构成的。
最开始是相移量扫描过程，在该过程中，在Q值监视器702所检测出的Q值到达某个阈值之前，连续改变相移器509的相移量。这里所谓的阈值是设计者根据系统方式来决定的。作为一个例子，设Q＝6。该值在使用图5所示的方式的通信中，接收数据信号的比特误差率相当于10^-9。在即便相移量超过了360度也没有达到Q＝6的情况下，设定为不可接收。在不是这样的情况下，在到达Q＝6的时间点，转移到最大Q值检测过程。在该过程中，检测出由于相位变化而引起的Q值变化程度。在Q值恶化的情况下，相移量过大，因此返回原来的相位位置，并固定相位位置。在Q值提高的情况下，由于没有达到最大Q值，因此继续进行相移，重复最大Q值检测过程。
依据第2实施例，也能够起到与第1实施例相同的效果。另外，由于设置了针对时间选通信号的反馈环，因此，能够使输入给选通电路513的解码光信号和时间选通信号的定时为好于第1实施例，其结果，能够期待提高比特误差率。
根据第2实施例，对于存在不同的光接收装置的系统之情况下是特别有效的，例如混合存在按照不同的编码来执行解码的光接收装置的系统和到各光接收装置的光纤的游走长度不同的系统等。即，在时间选通信号和解码光信号的定时随每个光接收装置而不同的情况下，利用自动调节功能，能够使各光接收装置最优化。在上述这种系统中，在执行手动调节的情况下，其作业量或作业时间变得很大。
(C)第3实施例
接下来，将参照附图来简单说明本发明的光接收装置的第3实施例。
图8显示了第3实施例的光接收装置500B中的时间选通电路的详细结构，而省略了解码电路以及数据再现电路的图示。再有，在图8中，对于与上述第2实施相关的图7相同的对应部分，赋予相同的编码而予以显示。
在第3实施例的光接收装置500B的时间选通电路中，省略了相移器509，而代之以，设置在光分支器504和光二极管505的光路上、能够利用来自于延迟量控制器703A的控制信号来改变延迟时间的光延迟器801。
即，在第3实施例的光接收装置500B中，能够利用光延迟器801来执行输入到选通电路513的时间选通信号的定时调整。
利用第3实施例，能够实现与第2实施例相同的效果。
(D)其它实施例
解码电路的结构并不仅限于第1实施例所示的结构。数据再现电路514的详细结构也可以是任意的。
在第2实施例中显示了控制相移器509的相移量，在第3实施例中显示了控制光延迟器801的延迟量，以执行输入到选通电路513的时间选通信号的定时调整，但是，也可以利用其他方法来调节定时。例如，如果在利用图9所示的PLL电路来构成时间选通信号产生电路508的情况下，也可以在环路滤波器902和压控振荡器(VCO)903之间，设置一个加法器，用于将由直流电平构成的控制信号加到环路滤波器902的输出信号上，以改变时间选通信号产生电路508的输出信号自身的定时。
在上述各实施例中，显示了调节输入到选通电路513的时间选通信号的定时，但也可代之以，调节输入到选通电路513的解码光信号的定时。例如，在上述第3实施例中，也可以将设置在光分支器504和光二极管505之间的光延迟器，移动设置到光分支器504和选通电路513之间。
在第2和第3实施例中，显示了评估输入到选通电路513的时间选通信号的定时的参数为Q值的情况，但也可以使用其他的评估参数。例如，也可以仅将光强度(功率)作为参数来执行定时调节。
本发明的技术思想适用于接收被复用的光信号的光接收装置，但是，同样也能够应用于接收未经复用的、在时间上被编码扩展的光信号的光接收装置。
发明效果
如上所述，根据本发明，能够用简单便宜的结构来实现时间选通，并且，还能实现调节项目少的光接收装置。