基于不均匀模拟数字转换器的二进制信号检测.pdf

本发明涉及基于不均匀模拟数字转换器的二进制信号检测。公开了一种接收器，包含一线性均衡器、一可变增益放大器、一不均匀模拟数字转换以及一数字信号处理单元。该线性均衡器用以接收一输入信号和输出一个不完全均衡信号。该可变增益放大器用以接收该不完全的均衡信号，并根据一增益控制信号输出一个振幅调整信号。不均匀模拟数字转换器用以接收该振幅调整信号和输出一数字化信号。该数字信号处理单元用以接收该数字化信号、通过进行信号检测输出一恢复比特流、以及通过比较振幅产生该增益控制信号。

权利要求书1.  一种装置，包含：一线性均衡器，用以接收一输入信号以及输出一个不完全的均衡信号；一可变增益放大器，用以接收所述不完全的均衡信号，并根据一增益控制信号输出一振幅调整信号；一不均匀模拟数字转换器，用以接收所述振幅调整信号以及输出一数字化信号；以及一数字信号处理单元，用以接收所述数字化信号、通过进行信号检测输出一恢复比特流、以及通过进行自动增益控制产生所述增益控制信号。2.  根据权利要求1所述的装置，其中，当所述振幅调整信号的电平位于一个信号检测具有较高置信度的区域时，所述不均匀模拟数字转换器具有较低的精准度；以及其中，当所述振幅调整信号的电平位于一个信号检测具有较低置信度的区域时，所述不均匀模拟数字转换器具有较高的精准度。3.  根据权利要求2所述的装置，其中，当所述振幅调整信号的电平位于一个信号检测具有较低置信度的区域时，所述信号检测包括对所述数字化信号进行决策反馈均衡。4.  根据权利要求2所述的装置，其中，当所述振幅调整信号的电平足够接近对应逻辑数据1的理想电平或实质上接近对应逻辑数据0的理想电平时，所述信号检测具有较高置信度。5.  根据权利要求2所述的装置，其中，当所述振幅调整信号的电平并没有足够接近对应逻辑数据1的理想电平、也没有足够接近对应逻辑数据0的理想电平时，所述信号检测具有较低置信度。6.  根据权利要求1所述的装置，其中，当所述振幅调整信号的电平足够接近对应逻辑数据1的理想电平或足够接近对应逻辑数据0的理想电平时，所述不均匀模拟数字转换器具有较低精准度。7.  根据权利要求1所述的装置，其中，当所述振幅调整信号的电平足够相异于对应逻辑数据1的理想电平以及对应逻辑数据0的理想电平之一中间电平时，所述不均匀模拟数字转换器具有较低精准度。8.  根据权利要求1所述的装置，其中，当所述振幅调整信号的电平足够接近对应逻辑数据1的理想电平以及对应逻辑数据0的理想电平之一中间电平时，所述不均匀模拟数字转换器具有较高精准度。9.  根据权利要求1所述的装置，其中，所述信号检测包括所述数字化信号的决策反馈均衡。10.  根据权利要求2所述的装置，其中，所述自动增益控制是根据所述数字化信号与一参考电平的比较结果。11.  一种方法，包含：接收一输入信号；对所述输入信号进行线性均衡以产生一个不完全的均衡信号；根据一增益控制信号，调整所述不完全的均衡信号的振幅以产生一振幅调整信号；利用一不均匀模拟数字转换器，将所述振幅调整信号转换为一数字化信号；对所述数字化信号进行信号检测，以产生一恢复比特流；以及根据所述数字化信号，进行自动增益控制以产生所述增益控制信号。12.  根据权利要求11所述的方法，其中，当所述振幅调整信号的电平位于一个信号检测具有较高置信度的区域时，所述不均匀模拟数字转换器具有较低的精准度；以及其中，当所述振幅调整信号的电平位于一个信号检测具有较低置信度的区域时，所述不均匀模拟数字转换器具有较高的精准度。13.  根据权利要求12所述的方法，其中，进行信号检测步骤包括：当所述振幅调整信号的电平位于一个信号检测具有较低置信度的区域时，对所述数字化信号进行决策反馈均衡。14.  根据权利要求12所述的方法，其中，当所述振幅调整信号的电平足够相异于对应逻辑数据1的理想电平以及对应逻辑数据0的理想电平之一中间电平时，所述信号检测具有较高置信度。15.  根据权利要求12所述的方法，其中，当所述振幅调整信号的电平足够接近对应逻辑数据1的理想电平以及对应逻辑数据0的理想电平之一中间电平时，所述信号检测具有较低置信度。16.  根据权利要求11所述的方法，其中，当所述振幅调整信号的电平足够大于对应逻辑数据1的理想电平以及对应逻辑数据0的理想电平之一中间电平时，所述不均匀模拟数字转换器具有较低精准度。17.  根据权利要求11所述的方法，其中，当所述振幅调整信号的电平足够低于对应逻辑数据1的理想电平以及对应逻辑数据0的理想电平之一中间电平时，所述不均匀模拟数字转换器具有较低精准度。18.  根据权利要求11所述的方法，其中，当所述振幅调整信号的电平足够接近对应逻辑数据1的理想电平以及对应逻辑数据0的理想电平之一中间电平时，所述不均匀模拟数字转换器具有较高精准度。19.  根据权利要求11所述的方法，其中，进行信号检测步骤包括：对所述数字化信号进行决策反馈均衡。20.  根据权利要求11所述的方法，其中，进行自动增益控制步骤是根据所述数字化信号与一参考电平的比较结果。

说明书基于不均匀模拟数字转换器的二进制信号检测
技术领域
本发明涉及信号检测，尤其涉及二进制信号的信号检测。
背景技术
二进制信号传递是一种常见的架构，广泛使用于序列数据链接(serial data link)，例如，序列高技术配置(SATA，serial advanced technology attachment)。在此序列数据链接中，根据第一频率信号，以一名义速度(nominal rate)fS传输一比特流；该比特流中的各位代表一逻辑数据1或0(以下以1和0表示)。逻辑数据1利用一名义期间TS内的电压第一电平来表示，而逻辑数据0则利用该名义期间TS内的电压第二电平来表示，其中TS＝1/fS；结果，一待传输比特流则利用一个在第一电平及第二电平间来回双态触变(toggling)的电压信号来表示。一接收器通过一通道(如电缆(cable))接收该电压信号，但该信道通常会分散(disperse)该电压信号，为正确检测该比特流，该接收器需能校正符间干扰(inter-symbol interference)的分散结果。
图1示出了一序列数据链接中的接收器100的功能方块图。该接收器100包含：一线性均衡器(linear equalizer)110、一模拟数字转换器(ADC)120及一决策反馈均衡器(decision feedback equalizer)130。该线性均衡器110用以接收一分散信号及输出一均衡信号；该模拟数字转换器120用以接收该均衡信号及输出一数字化信号；该决策反馈均衡器130用以接收该数字化信号及输出一恢复(recovered)比特流。该线性均衡器110的功能主要是用来进行初步均衡，以部分地移除该均衡信号的符间干扰。然而， 仍须处理一些残余的符间干扰。该决策反馈均衡器130能有效移除残余的符间干扰，使得内含于该数字化信号的比特流可被正确地检测。该决策反馈均衡器130是一数字信号处理(digital signal processing)电路，用以处理该模拟数字转换器120产生的数字化信号。为正确地均衡该数字化信号，该模拟数字转换器120必须有足够的分辨率。为使接收器100的运作符合要求，现有接收器通常会要求该模拟数字转换器120须至少有6个位以上的分辨率。例如，对一个数据速度达10Gb/s的序列数据链接而言，即需要一个取样频率为10Gb/s的6位模拟数字转换器。然而，设计这种规格的模拟数字转换器是不容易的，因此目前本领域对于实施高速序列数据链接的接收器100是有困难的。
发明内容
本发明目的之一在于提供一种接收器，以解决现有技术中的问题。
本发明的一实施例提供一种装置，包含一线性均衡器、一可变增益放大器、一不均匀模拟数字转换以及一数字信号处理单元。该线性均衡器，用以接收一输入信号以及输出一个不完全的均衡信号。该可变增益放大器，用以接收该不完全的均衡信号，并根据一增益控制信号来输出一个振幅调整信号。该不均匀模拟数字转换器，用以接收该振幅调整信号以及输出一数字化信号。该数字信号处理单元，用以接收该数字化信号、通过进行信号检测输出一恢复比特流、以及通过比较振幅产生该增益控制信号。当该振幅调整信号位于一个信号检测具有较高置信度的区域时，该不均匀模拟数字转换器具有较低的精准度，而当该振幅调整信号位于一个信号检测具有较低置信度的区域时，该不均匀模拟数字转换器具有较高的精准度。在一实施例中，该数字信号处理单元包含一决策反馈均衡器。
本发明的另一实施例提供一种方法，包括：
接收一输入信号；对该输入信号进行线性均衡以产生一个不完全的均衡信号；根据一增益控制信号，调整该不完全的均衡信号的振幅以产生一振幅调整信号；利用一不均匀模拟数字转换器，将该振幅调整信号转换为一数字化信号；对该数字化信号进行信号检测，以产生一恢复比特流；以及，根据该数字化信号，进行自动增益控制以产生该增益控制信号。当该振幅调整信号位于一个信号检测具有较高置信度的区域时，该不均匀模拟数字转换器具有较低的精准度，而当该振幅调整信号位于一个信号检测具有较低置信度的区域时，该不均匀模拟数字转换器具有较高的精准度在。一实施例中，进行信号检测步骤包括对数字化信号进行决策反馈均衡。
附图说明
图1示出了一序列数据链接中的一接收器的功能方块图。
图2A示出了当减损不显著时，二进制信号的概率分布函数图。
图2B示出了当减损比较显著时，二进制信号的概率分布函数图。
图3示出了本发明一实施例的接收器的功能方块图。
图4示出了图3的接收器的不均匀模拟数字转换器的转移特性曲线。
具体实施方式
本发明涉及信号检测，尤其涉及二进制信号的信号检测。例如，本发明的多个实施例包括一方法，可放宽高速序列数据链接中对接收器的要求或规格。以下的说明将举出本发明的多个较佳的示范实施例，本领域技术人员应可理解，本发明可采用各种可能的方式来实施，并不限于下列示范的实施例或实施例中的特征。
在序列数据链接中，请考虑一信号被一接收器所接收。在序列数据链接中的一理想信号具二个不同电平：一是理想电平0代表数据0、另一个是理想电平1代表数据1。然而，由于噪声及其他减损(impairment)的关系，接收到的信号并非理想且可能偏离上述二个不同电平。只要该接收到的信号不偏离其目标电平太远，系统还是可以正确检测到该信号所代表的数据。图2A示出了当减损并不显著时，二进制信号的二电平的典型概率分布函数图(probability distribution function)。在此例中，仅通过比较该信号电平与一中间电平(其为理想电平0及理想电平1的平均值)，仍可正确检测到该二进制信号。当减损比较显著时，例如后置符间干扰(post-cursor ISI)，该信号电平会明显地偏离上述二个不同电平，如图2B所示。然而，当该信号电平接近该中间电平时，该信号电平是模糊的且不易检测；当该信号电平远大于该中间电平时，称之为位于置信区1，我们可确定数据必定等于1；而当该信号电平远低于该中间电平时，称之为位于置信区0，我们可确定数据必定等于0。据此概念，可建立一置信临界值0，所以对于低于该置信临界值0的信号，会被视为0；相同地，可建立一置信临界值1，所以对于高于该置信临界值1的信号，会被视为1。当一信号高于该置信临界值0且低于该置信临界值1时，该信号会被视为位于模糊区；在此例中，因为该信号(由于减损)偏离其理想电平(1或0)太远，而变得模糊且在模糊区不易检测。当该信号位在模糊区时，需要信号处理来帮助正确检测该信号。在一实施例中，利用决策反馈均衡(decision feedback equalization)的数字信号处理(digital signal processing)来帮助正确检测该信号。为了进行数字信号处理，首先，需利用一模拟数字转换器将该信号转换为多个数字取样点。然而，不同于现有技术，在本发明的几个实施例中，使用一特殊用途的模拟数字转换器来检测二进制信号，这可降低该模拟数字转换器的复杂度，而不会损害二进制信号的数字信号处理的质量。
图3示出了本发明的一实施例的接收器300的功能方块图。根据本发明的一实施例，接收器300包括：一线性均衡器310、一可变增益放大器 (VGA，variable gain amplifier)320、一不均匀模拟数字转换器(non-uniform ADC)330及一数字信号处理单元340。该线性均衡器310用以接收一输入信号S1及输出一个不完全的均衡信号S2；该可变增益放大器320用以接收该不完全的均衡信号S2及根据一增益控制信号G，输出一个振幅调整信号S3；该不均匀模拟数字转换器330用以接收该振幅调整信号S3及输出一数字化信号S4；该数字信号处理单元340用以接收该数字化信号S4及输出该增益控制信号G与一恢复比特流D。该线性均衡器310对该输入信号S1提供一初步均衡，以部分地移除其间的符间干扰，而该不完全的均衡信号S2在形式上更接近一理想的二阶(二进制)信号。该可变增益放大器320对该不完全的均衡信号S2进行振幅调整，使得该振幅调整信号S3的电平大部分落在理想电平0或理想电平1的附近。该不均匀模拟数字转换器330对该振幅调整信号S3进行模拟数字转换，以产生该数字化信号S4；该数字信号处理单元340对该数字化信号S4进行数字信号处理、移除残余的符间干扰及正确地检测内含于该数字化信号S4的比特流D。不同于现有的模拟数字转换器，该不均匀模拟数字转换器330的多个数字化电平皆不均匀地偏移，请参考以下几个段落的说明。
一模拟数字转换器是用来将一模拟信号转换成一数字信号的装置。假设该模拟数字转换器的精准度(precision)没有极限，则该数字信号将等于该模拟信号。实际上，该模拟数字转换器的精准度有极限，而该数字信号可能偏离该模拟信号。该数字信号及该模拟信号间的差异就是本领域熟知的“量化噪声(quantization noise)”，其取决于该模拟数字转换器的精准度。在图3的接收器300中，就该不均匀模拟数字转换器330而言，该振幅调整信号S3为一模拟信号而该数字化信号S4为一数字信号。利用以下数学方程式，显示S4及S3的相关性：S4＝S3+ε    (1)
其中，ε代表该量化噪声。该量化噪声是一附加噪声、一额外减损。然而，由图2B所示，只有当该信号(在此，是S3)落在模糊区(在模糊 区中，减损已经很严重且很难检测信号)时，该附加噪声才具决定性。若该信号落在置信区1或0，我们有信心可检测到该信号，在此例中，该量化噪声并不重要。因此，当实际上没有高精准度模拟数字转换的需要时，要求具有高精准度模拟数字转换就是浪费力气。据此原则，该不均匀模拟数字转换器330使用不均匀量化。在一实施例中，不均匀模拟数字转换器330的转移特性曲线，由该振幅调整信号S3至该数字化信号S4，如图4所示。为便于比较，具有理论上无极限精准度的模拟数字转换器(其没有量化噪声，故S4与S3相同)的转移特性曲线，也同时显示在图4中。当S3大于该置信临界值1时，S3位在置信区1，同时该不均匀模拟数字转换器330具较低的精准度(因为可确定该信号必定为1，故无须更高的精准度)；当S3小于该置信临界值0时，S3位于置信区0，同时该不均匀模拟数字转换器330也具较低的精准度(因为可确定该信号必定为0，故无须更高的精准度)；当S3大于该置信临界值0且小于该置信临界值1时，S3位于模糊区，同时该不均匀模拟数字转换器330具较高精准度(因为需进一步的数字信号处理来正确检测该信号，故须要更高的精准度)。
在图4中，虽然该不均匀模拟数字转换器330在三区(即置信区0、模糊区及置信区1)的任一区中，都具有均匀的精准度，但此仅为示例而非本发明的限制。在该三区的任一区范围内，精准度未必一定要均匀。例如，可以让模糊区的精准度变细(taper)，使得该中间电平附近的精准度较高，而该置信临界值0及该置信临界值1附近的精准度较低。在任一例中，在该模糊区内的平均精准度必须高于在该置信区0内的平均精准度及该置信区1内的平均精准度。同时，在图4中，虽然该不均匀模拟数字转换器330具有相对于该中间电平的反对称(anti-symmetrical)特性(换言之，为奇函数)，但此仅为示例而非本发明的限制。该特性不必须为反对称，在另一实施例中，该置信区0内的平均精准度高于该置信区1内的平均精准度。在另一实施例中，该置信区1内的平均精准度高于该置信区0内的平均精准度。
请参考图3，该数字信号处理单元340进行自动增益控制(以产生该控制信号G)及信号检测(以产生恢复比特流D)。该自动增益控制的目的是适当地设定该增益控制信号G的值来控制该可变增益放大器320去调整S3的振幅，使得S4多数落在理想电平0或1附近。若S4多数落在理想电平1之上或位于理想电平0之下，代表该可变增益放大器320的增益太高(也即该增益控制信号G的值被设得太高)。在一实施例中，该控制信号G被初始化为一初始值，之后，该数字信号处理单元340利用以下算法来更新该控制信号G：
相对于高于理想电平0但低于理想电平1，若S4比较多地高于理想电平1或低于理想电平0，则减少G值；否则，增加G值。
例如，每100个样本，就统计S4一次。若100个样本中有60个样本高于理想电平1或低于理想电平0(而其他40个样本高于理想电平0但低于理想电平1)，表示该增益控制信号G的值过高，须降低G值。另一方面，若100个样本中有45个样本高于理想电平1或低于理想电平0(而其他55个样本高于理想电平0但低于理想电平1)，表示该增益控制信号G的值过小，须加大G值。请注意，上述例子仅为示例，在实际运作上，可使用其他样本数目和临界值，都属于本发明的范围。
在一实施例中，该信号检测是根据以下算法来进行：若S4大于置信临界值1，则将D设定为1。
若S4小于置信临界值0，则将D设定为0。
否则，进行决策反馈均衡以将S4均衡为S5；若S5大于该中间电平，则将D设定为1，否则将D设定为0。
其中，S5是一均衡信号，是在决策反馈均衡过程中产生的。决策反馈均衡技术是本技术领域技术人员所熟知的，故在此不予赘述。若对决策 反馈均衡技术不熟悉的人，请参考教科书，如：Digital communications，作者：Proakis，出版社：McGraw-Hill,Inc.,New York。
在另一实施例中，该信号检测包括以下步骤：进行决策反馈均衡以将S4均衡为S5；若S5大于该中间电平，则将D设定为1，否则将D设定为0。在此实施例中，该信号检测仅取决于S5，而不管S4是否大于置信临界值1或小于置信临界值0。
在一实施例中，该置信临界值1是理想电平1和该中间电平的平均值(mean)，而该置信临界值0是理想电平0和该中间电平的平均值。该理想电平、该中间电平及该置信临界值的一些示范数值，将描述如下。请注意，该些示范数值仅为示例而非本发明的限制。例如，当该振幅调整信号“足够接近”该中间电平时，该信号检测仅有较低置信度，其中，“足够接近”可能是介于二个临界电平间的一区。在另一个例子中，当该振幅调整信号“足够远离”该中间电平时，该信号检测有较高置信度，其中，“足够远离”可能是超出一临界值。换言之，“足够”可从图2B和图4图明显看出，并由至少以下的示范数值作说明。
一实施例中，该理想电平1是200mV；该理想电平0是-200mV；该中间电平是0mV；该置信临界值1是100mV；该置信临界值0是-100mV。
一实施例中，该理想电平1是200mV；该理想电平0是-200mV；该中间电平是0mV；该置信临界值1是50mV；该置信临界值0是-50mV。
一实施例中，该置信临界值1是一个电平，高于该电平而将D设定等于1所得到的错误概率是1％；该置信临界值0是一个电平，低于该电平而将D设定等于0所得到的错误概率是1％。
图3的可变增益放大器320的实施是本技术领域技术人员所熟知的，故在此不予赘述。若对可变增益放大器技术不熟悉的人，请参照参考文献中Verma等人所写的论文。
图3的线性均衡器310可利用美国专利第8,255,449号公开的连续时间有限脉冲响应(finite impulse response)电路来实施。
图3的不均匀模拟数字转换器330可利用如美国专利第6,498,577号公开的电路来实施。请注意，美国专利第6,498,577号公开的电路是一个片段线性(piecewise linear)的不均匀模拟数字转换器，但在本案中，不均匀模拟数字转换器不需要有片段线性的特性。
上述仅为本发明的较佳实施例而已，而并非用以限定本发明的权利要求范围；凡其他在未脱离本发明所公开的精神下所完成的等效改变或修改，均应包含在权利要求范围内。
【符号说明】
100、300  接收器
110、310  线性均衡器
120  模拟数字转换器
130  决策反馈均衡器
320  可变增益放大器
330  不均匀模拟数字转换器
340  数字信号处理单元