电源转换器的混合式补偿电路.pdf

本发明提出一种电源转换器的混合式补偿电路，根据与该电源转换器的输出电压相关的回授信号及参考值产生数字信号，将该数字信号转换为模拟的第一信号，并借助可变偏移值偏移该第一信号产生第二信号，滤除该第二信号的高频成分产生第三信号以稳定该输出电压。该混合式补偿电路无需使用大电容，因此可以整合在集成电路中。

权利要求书1.  一种电源转换器的混合式补偿电路，其特征在于，包括：数字信号产生器，用以提供一第一极点，该数字信号产生器根据回授信号及参考值产生数字信号，其中该回授信号与该电源转换器的输出电压相关；以及数字模拟转换器，耦接该数字信号产生器，将该数字信号转换为模拟的第一信号。2.  如权利要求1所述的混合式补偿电路，其中，还包含：偏移注入器，耦接该数字模拟转换器，用以提供一零点，该偏移注入器提供可变偏移值以偏移该第一信号产生第二信号，其中该可变偏移值由该回授信号与该参考值之间的差值决定。3.  如权利要求1所述的混合式补偿电路，其中，还包含：低通滤波器，耦接该数字模拟转换器，用以提供一第二极点，该低通滤波器过滤该第一信号的高频成分产生第二信号。4.  如权利要求1所述的混合式补偿电路，其中，还包含：偏移注入器，耦接该数字模拟转换器，提供可变偏移值以偏移该第一信号产生第二信号，其中该可变偏移值由该回授信号与该参考值之间的差值决定；以及低通滤波器，耦接该偏移注入器，滤除该第二信号的高频成分产生第三信号供该电源转换器稳定该输出电压。5.  如权利要求1所述的混合式补偿电路，其中，还包含：低通滤波器，耦接该数字模拟转换器，滤除该第一信号的高频成分产生第二信号；以及偏移注入器，耦接该低通滤波器，提供可变偏移值以偏移该第二信号产生第三信号供该电源转换器稳定该输出电压，其中该可变偏移 值由该回授信号与该参考值之间的差值决定。6.  如权利要求1所述的混合式补偿电路，其中，还包含：偏移注入器，耦接该数字信号产生器，提供可变偏移值以偏移该数字信号产生第二信号，其中该可变偏移值由该回授信号与该参考值之间的差值决定；以及加法器，将该第一信号与该第二信号相加，产生第三信号供该电源转换器稳定该输出电压。7.  如权利要求6所述的混合式补偿电路，其中，还包含低通滤波器，耦接该加法器的输出端。8.  如权利要求1所述的混合式补偿电路，其中，还包含：偏移注入器，耦接该数字信号产生器，提供可变偏移值以偏移该数字信号产生第二信号，其中该可变偏移值由该回授信号与该参考值之间的差值决定；低通滤波器，耦接该偏移注入器，滤除该第二信号的高频成分产生第三信号；以及加法器，将该第一信号与该第三信号相加，产生第四信号供该电源转换器稳定该输出电压。9.  如权利要求1至8所述任一项的混合式补偿电路，其中，该数字信号产生器包括：比较器，比较该回授信号及该参考值产生比较信号；控制器，耦接该比较器，对应频率信号对该比较信号取样以决定控制信号；以及升降计数器，耦接该控制器，提供该数字信号并根据该频率信号取样该控制信号以调整该数字信号。10.  如权利要求9所述的混合式补偿电路，其中，还包括：第二比较器，耦接该控制器，在该回授信号大于第一临界值时产生第二比较信号给该控制器；以及第三比较器，耦接该控制器，在该回授信号小于第二临界值时产生第三比较信号给该控制器；其中，该控制器根据该第二比较信号及第三比较信号，使该数字信号调降到最小值或调升到最大值。11.  如权利要求9所述的混合式补偿电路，其中，还包括：振荡器，耦接该控制器，提供该频率信号；以及运算转导放大器，耦接该振荡器，放大该回授信号及该参考值之间的差值产生频率调整信号给该振荡器，以调整该频率信号的频率；其中，当该回授信号及该参考值之间的差值增加时，该频率信号的频率增加。12.  如权利要求11所述的混合式补偿电路，其中，还包括：第二比较器，耦接该振荡器，在该回授信号大于第一临界值时产生第二比较信号给该振荡器；以及第三比较器，耦接该振荡器，在该回授信号小于第二临界值时产生第三比较信号给该振荡器；其中，该振荡器根据该第二比较信号及第三比较信号，调升该频率信号的频率至最大值，以使该数字信号以最大频率调升至最大值或调降至最小值。13.  如权利要求1至8所述任一项的混合式补偿电路，其中，该数字信号产生器包括：比较器，比较其两输入端的信号产生比较信号，其中该两输入端的第一输入端接收该回授信号；振荡器，提供频率信号，并根据频率调整信号调整该频率信号的频率；多任务器，耦接该比较器，在该频率信号的每一个周期中，依序 将多个临界值及该参考值供应到该两输入端的第二输入端；控制器，耦接该比较器及振荡器，根据该比较信号决定控制信号及该频率调整信号；升降计数器，耦接该控制器及振荡器，提供该数字信号并根据该频率信号取样该控制信号以调整该数字信号；以及脉冲产生器，耦接该振荡器及多任务器，对应该频率信号产生多个脉冲信号给该多任务器，以使该多任务器依序将该多个临界值及该参考值供应到该比较器的第二输入端。14.  如权利要求13所述的混合式补偿电路，其中，该频率信号的频率在该回授信号大于该多个临界值的最大值或小于该多个临界值的最小值时，调整至最高值。15.  如权利要求13所述的混合式补偿电路，其中，该升降计数器在该回授信号大于该多个临界值的最大值或小于该多个临界值的最小值时，立即或以最大频率将该数字信号调降到最小值或调升到最大值。16.  如权利要求1至8所述任一项的混合式补偿电路，其中，该数字信号产生器包括：第一比较器，将该回授信号与该参考值比较产生第一比较信号；多个第二比较器，将该回授信号分别与多个临界值比较产生多个第二比较信号；控制器，耦接该第一比较器及该多个第二比较器，根据该第一比较信号及该多个第二比较信号从多个频率信号中选择其中一个输出；以及升降计数器，耦接该第一比较器及该控制器，提供该数字信号，根据该控制器输出的频率信号对该第一比较信号取样，并根据取样结果调整该数字信号。17.  如权利要求16所述的混合式补偿电路，其中，该控制器在该 回授信号大于该多个临界值的最大值或小于该多个临界值的最小值时，选择频率最高的频率信号。18.  如权利要求16所述的混合式补偿电路，其中，该升降计数器在该回授信号大于该多个临界值的最大值或小于该多个临界值的最小值时，立即或以最大频率将该数字信号调降到最小值或调升到最大值。19.  如权利要求4所述的混合式补偿电路，其中，该偏移注入器包括：电阻，具有第一端耦接该数字模拟转换器，以及第二端耦接该低通滤波器，提供该可变偏移值；第一电流源，提供随该差值变化的电流；第一开关，与该第一电流源串联到该第一端，受控于第一控制信号；第二电流源，提供随该差值变化的电流；第二开关，与该第二电流源串联到该第一端，受控于第二控制信号；第三电流源，提供随该差值变化的电流；第三开关，与该第三电流源串联到该第二端，受控于该第二控制信号；第四电流源，提供随该差值变化的电流；以及第四开关，与该第四电流源串联到该第二端，受控于该第一控制信号。20.  如权利要求4所述的混合式补偿电路，其中，该偏移注入器包括：可变电阻，具有第一端耦接该数字模拟转换器，以及第二端耦接该低通滤波器，提供该可变偏移值，其中该可变电阻的阻值随该差值改变；第一电流源，提供定电流；第一开关，与该第一电流源串联到该第一端，受控于第一控制信号；第二电流源，提供定电流；第二开关，与该第二电流源串联到该第一端，受控于第二控制信号；第三电流源，提供定电流；第三开关，与该第三电流源串联到该第二端，受控于该第二控制信号；第四电流源，提供定电流；以及第四开关，与该第四电流源串联到该第二端，受控于该第一控制信号。21.  如权利要求1所述的混合式补偿电路，其中，该低通滤波器包括由电阻及电容组成的RC滤波器。22.  如权利要求1所述的混合式补偿电路，其中，该低通滤波器包括：低频宽的运算放大器，具有第一输入端接收该偏移注入器输出的第二信号以及第二输入端耦接该低通滤波器的输出端；以及补偿电容。23.  一种电源转换器的混合式补偿电路，其特征在于，包括：数字信号产生器，根据输出电压回授信号及参考值产生第一与第二数字信号，其中该输出电压回授信号与该电源转换器的输出电压相关；数字偏移注入器，耦接该数字信号产生器，以根据该第二数字信号产生可变偏移值；加法器，将该第一数字信号与该可变偏移值相加、或将该第一数字信号与该可变偏移值的相关信号相加；以及数字模拟转换器，耦接该加法器，将该加法器的输出、或该加法 器的输出的相关信号转换为模拟信号。24.  如权利要求23所述的混合式补偿电路，其中，还包含：低通滤波器，耦接该数字模拟转换器，用以滤除该模拟信号的高频成分。25.  如权利要求23所述的混合式补偿电路，其中，还包含：数字滤波器，耦接于该数字偏移注入器与该加法器之间，用以过滤该可变偏移值而产生该可变偏移值的相关信号。26.  如权利要求23所述的混合式补偿电路，其中，还包含：数字滤波器，耦接于该加法器与该数字模拟转换器之间，用以过滤该加法器的输出而产生该加法器的输出的相关信号。27.  如权利要求23所述的混合式补偿电路，其中，该数字偏移注入器回授控制该数字信号产生器的一频率信号。28.  一种电源转换器的混合式补偿电路，其特征在于，包括：数字信号产生器，根据输出电压回授信号及参考值产生第一与第二数字信号，其中该输出电压回授信号与该电源转换器的输出电压相关；数字偏移注入器，耦接该数字信号产生器，以根据该第二数字信号产生可变偏移值；第一数字模拟转换器，耦接该数字信号产生器，将该第一数字信号转换为第一模拟信号；第二数字模拟转换器，耦接该数字偏移注入器，将该可变偏移值转换为第二模拟信号；以及加法器，将该第一模拟信号与该第二模拟信号相加、或将该第一模拟信号的相关信号与第二模拟信号相加。29.  如权利要求28所述的混合式补偿电路，其中，还包含：低通 滤波器，耦接于该第一数字模拟转换器和该加法器之间、或耦接于该加法器的输出端。30.  一种电源转换器的混合式补偿电路，其特征在于，包括：数字信号产生器，根据输出电压回授信号及参考值产生第一数字信号，其中该电压回授信号与该电源转换器的输出电压相关；数字滤波器，耦接该数字信号产生器，以过滤该第一数字信号；以及数字模拟转换器，耦接该数字滤波器，将该数字滤波器的输出转换为模拟信号。31.  如权利要求23至30所述任一项的混合式补偿电路，其中，该数字信号产生器包括：逐次求近缓存器模拟数字转换器，根据该输出电压回授信号及该参考值而产生一升降信号；以及升降计数电路，其中该升降计数电路的输出信号受控于该升降信号而对应地上升或下降。32.  如权利要求31所述的混合式补偿电路，其中，该逐次求近缓存器模拟数字转换器包括：比较器，将该输出电压回授信号与一逐次求近缓存器模拟数字转换器内部模拟回授信号相比较而产生一输出信号；控制器及数码产生器，耦接该比较器，并回应于该比较器的输出信号而产生一个N位的数字编码，其中N为正整数，以及产生该升降信号；以及数字模拟转换器，耦接该控制器及数码产生器，并根据该N位的数字编码而产生该逐次求近缓存器模拟数字转换器内部模拟回授信号，由此，使该N位数字编码相关于该输出电压回授信号并逐渐趋近。33.  如权利要求32所述的混合式补偿电路，其中，该参考值输入 该控制器及数码产生器，或输入该数字模拟转换器，作为初始数字。34.  如权利要求31所述的混合式补偿电路，其中，该逐次求近缓存器模拟数字转换器包括：误差放大器，将该输出电压回授信号与该参考值比较而产生一误差放大信号；比较器，将该误差放大信号与一逐次求近缓存器模拟数字转换器内部模拟回授信号相比较而产生一输出信号；控制器及数码产生器，耦接该比较器，并回应于该比较器的输出信号而产生一个N位的数字编码，其中N为正整数，以及产生该升降信号；以及数字模拟转换器，耦接该控制器及数码产生器，并根据该N位的数字编码而产生该逐次求近缓存器模拟数字转换器内部模拟回授信号，由此，使该N位数字编码相关于该输出电压回授信号并逐渐趋近。35.  如权利要求31所述的混合式补偿电路，其中，该逐次求近缓存器模拟数字转换器包括：第一比较器，将该输出电压回授信号与一逐次求近缓存器模拟数字转换器内部模拟回授信号相比较而产生一第一输出信号；第二比较器，将该参考值与该逐次求近缓存器模拟数字转换器内部模拟回授信号相比较而产生一第二输出信号；控制器及数码产生器，耦接该第一与第二比较器，并回应于该第一与第二输出信号而产生一个N位的数字编码，其中N为正整数，以及产生该升降信号；以及数字模拟转换器，耦接该控制器及数码产生器，并根据该N位的数字编码而产生该逐次求近缓存器模拟数字转换器内部模拟回授信号，由此，使该N位数字编码相关于该输出电压回授信号并逐渐趋近。36.  如权利要求32至35所述任一项的混合式补偿电路，其中，该控制器及数码产生器另产生该第二数字信号，此第二数字信号对应 于该输出电压回授信号或对应于该输出电压回授信号与该参考值的差。37.  如权利要求23至29所述任一项的混合式补偿电路，其中，该数字偏移注入器产生一个对应于α·(Vfb1-Vref1)的数字或编码，其中α为正实数，Vfb1为该输出电压回授信号，Vref1为该参考值。38.  如权利要求23至29所述任一项的混合式补偿电路，其中，该数字偏移注入器包括：数字乘法器，将该第二数字信号乘以一因子β而产生该可变偏移值，其中β为正实数。39.  如权利要求23至29所述任一项的混合式补偿电路，其中，该数字偏移注入器包括：加法／减法器，自该第二数字信号中减去对应于该参考值的第三数字信号而得到差值；以及数字乘法器，将该差值乘以一因子β而产生该可变偏移值，其中β为正实数。40.  如权利要求23至29所述任一项的混合式补偿电路，其中，该数字偏移注入器包括：一内存，具有多个地址，并在该多个地址内预先储存了多个偏移值，且该第二数字信号表示该内存的地址、或用以决定该内存的地址。41.  如权利要求31所述的混合式补偿电路，其中，该逐次求近缓存器模拟数字转换器根据一第一频率信号而操作，而该升降计数电路根据一第二频率信号而操作，且该数字偏移注入器包括：数字乘法器，将该第二数字信号乘以一因子β而产生该可变偏移值，其中β为正实数；以及除频电路，根据该第二数字信号而将该第一频率信号除频，以获得该第二频率信号。42.  如权利要求31所述的混合式补偿电路，其中该逐次求近缓存器模拟数字转换器根据一第一频率信号而操作，而该升降计数电路根据一第二频率信号而操作，且该数字偏移注入器包括：加法／减法器，自该第二数字信号中减去对应于该参考值的第三数字信号而得到差值；数字乘法器，将该差值乘以一因子β而产生该可变偏移值，其中β为正实数；以及除频电路，根据该第二数字信号或该第三数字信号而将该第一频率信号除频，以获得该第二频率信号。43.  如权利要求31所述的混合式补偿电路，其中该逐次求近缓存器模拟数字转换器根据一第一频率信号而操作，而该升降计数电路根据一第二频率信号而操作，且该数字偏移注入器包括：一内存，具有多个地址，并在该多个地址内预先储存了多个偏移值，且该第二数字信号表示该内存的地址、或用以决定该内存的地址；以及除频电路，根据该第二数字信号而将该第一频率信号除频，以获得该第二频率信号。44.  如权利要求27所述的混合式补偿电路，其中，该数字信号产生器还包含一振荡器以产生该频率信号，且该数字偏移注入器包括：数字乘法器，将该第二数字信号乘以一因子β而产生该可变偏移值，其中β为正实数；以及数字模拟转换电路，将该第二数字信号转换为模拟信号，以控制该振荡器的频率。45.  如权利要求27所述的混合式补偿电路，其中，该数字信号产生器还包含一振荡器以产生该频率信号，且该数字偏移注入器包括：加法／减法器，自该第二数字信号中减去对应于该参考值的第三 数字信号而得到差值；数字乘法器，将该差值乘以一因子β而产生该可变偏移值，其中β为正实数；以及数字模拟转换电路，将该第二数字信号或该第三数字信号转换为模拟信号，以控制该振荡器的频率。46.  如权利要求27所述的混合式补偿电路，其中，该数字信号产生器还包含一振荡器以产生该频率信号，且该数字偏移注入器包括：一内存，具有多个地址，并在该多个地址内预先储存了多个偏移值，且该第二数字信号表示该内存的地址、或用以决定该内存的地址；以及数字模拟转换电路，将该第二数字信号转换为模拟信号，以控制该振荡器的频率。47.  如权利要求25、26或30所述的混合式补偿电路，其中，该数字滤波器包括一D正反器。48.  如权利要求47所述的混合式补偿电路，其中，该数字信号产生器包括：逐次求近缓存器模拟数字转换器，根据该输出电压回授信号及该参考值而产生一升降信号，此逐次求近缓存器模拟数字转换器根据一第一频率信号而操作；以及升降计数电路，其中该升降计数电路的输出信号受控于该升降信号而对应地上升或下降，此升降计数电路根据一第二频率信号而操作；且该D正反器根据一第三频率信号而操作，此第三频率信号的频率低于该第一与第二频率信号。49.  如权利要求25、26或30所述任一项的混合式补偿电路，其中，该数字滤波器包括一移动平均电路。

说明书电源转换器的混合式补偿电路
技术领域
本发明涉及一种电源转换器，特别是关于一种电源转换器的混合式补偿电路。
背景技术
在电源转换器的回授回路中，需要补偿电路对相位边限(phase margin)进行补偿以使回路稳定。传统的模拟式补偿电路包括如图1所示的EA型补偿电路10或图2所示的gm型补偿电路14。参照图1，EA型补偿电路10包括误差放大器12，电容C1及电阻R3串联在误差放大器12的反相输入端及输出端之间，电阻R4与电容C1及电阻R3并联，误差放大器12放大回授信号Vfb及参考值Vref之间的差值产生信号Vcomp以供电源转换器稳定输出电压Vo，电阻R3、R4及电容C1用以补偿信号Vcomp。在某些应用中，图1的电阻R4可以省略。参照图2，gm型补偿电路14包括转导放大器16，电阻R3及电容C1串联在转导放大器16的输出端及地端GND之间，电容C2与电阻R3及电容C1并联，转导放大器将回授信号Vfb与参考值Vref之间的差值转换为电流Icomp，电阻R3及电容C1、C2根据电流Icomp产生补偿的信号Vcomp。使用外接式补偿电路需要占用控制IC的一支接脚，为了减少接脚数量，有越来越多的方案将补偿电路整合到IC中，例如美国专利号7,504,888。一般而言，gm型补偿电路14较容易整合在集成电路(IC)中，但是这些方案也有许多限制，一般来说，高切换频率直流对直流电源转换器的控制IC由于极点及零点大于10KHz，因此较容易将补偿电路整合到IC中。而在低频宽应用中，例如功率因子修正(Power Factor Correction;PFC)电源转换器或是其它类似PFC的控制IC或电源转换器，补偿电路14需要大电容C1及C2，但是因为成本及面积的考虑，大电容C1及C2很难全部整合到IC中。更具体而言，PFC 电源转换器的输入电压为具有60Hz交流频率的交流电压，因此其控制IC需要低增益及低频的极点及零点来达成低频宽回路以滤除交流频率，因此补偿电路14需要大电容C1及C2来进行补偿，使信号Vcomp的变化较缓慢，才能滤除该交流频率。然而在IC中无法实现符合需求的大电容C1及C2，因此需要使用一支接脚外接大电容C1及C2，若想要缩小电容C1及C2使其可以整合到IC中，则需要将电流Icomp降到纳(nano)安培等级或皮(pico)安培等级，但是如此小的电流很容易受到制程影响而无法准确控制，因此难以实现。
由于模拟式补偿电路不易整合，因此有不少数字式补偿电路被提出，例如美国专利号7,743,266及7,894,218，这些数字式补偿电路虽然可以整合在PFC电源转换器的控制IC中，但是通常需要复杂的数字信号处理(数字信号Processing;DSP)算法，因而需要占用较大的芯片面积，导致成本上升及芯片尺寸增加。另一方面，变化缓慢的信号Vcomp会造成电源转换器无法快速反应负载瞬时，导致输出电压Vo发生大的电压落差(drop)或过冲(overshoot)。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足与缺陷，提出一种电源转换器的混合式补偿电路。
为达上述目的，就其中一个观点，本发明提出一种电源转换器的混合式补偿电路，包括：数字信号产生器，用以提供一第一极点，该数字信号产生器根据回授信号及参考值产生数字信号，其中该回授信号与该电源转换器的输出电压相关；以及数字模拟转换器，耦接该数字信号产生器，将该数字信号转换为模拟的第一信号。
在一种实施例中，上述混合式补偿电路可更包含：偏移注入器，耦接该数字模拟转换器，用以提供一零点，该偏移注入器提供可变偏移值以偏移该第一信号产生第二信号，其中该可变偏移值由该回授信 号与该参考值之间的差值决定。
在一种实施例中，上述混合式补偿电路可更包含：低通滤波器，耦接该数字模拟转换器，用以提供一第二极点，该数字模拟转换器过滤该第一信号的高频成分产生第二信号。
在一种实施例中，上述混合式补偿电路可更包含：偏移注入器，耦接该数字模拟转换器，提供可变偏移值以偏移该第一信号产生第二信号，其中该可变偏移值由该回授信号与该参考值之间的差值决定；以及低通滤波器，耦接该偏移注入器，滤除该第二信号的高频成分产生第三信号供该电源转换器稳定该输出电压。
在一种实施例中，上述混合式补偿电路可更包含：低通滤波器，耦接该数字模拟转换器，滤除该第一信号的高频成分产生第二信号；以及偏移注入器，耦接该低通滤波器，提供可变偏移值以偏移该第二信号产生第三信号供该电源转换器稳定该输出电压，其中该可变偏移值由该回授信号与该参考值之间的差值决定。
在一种实施例中，上述混合式补偿电路可更包含：偏移注入器，耦接该数字信号产生器，提供可变偏移值以偏移该数字信号产生第二信号，其中该可变偏移值由该回授信号与该参考值之间的差值决定；以及加法器，将该第一信号与该第二信号相加，产生第三信号供该电源转换器稳定该输出电压。
在一种实施例中，上述混合式补偿电路可更包含：偏移注入器，耦接该数字信号产生器，提供可变偏移值以偏移该数字信号产生第二信号，其中该可变偏移值由该回授信号与该参考值之间的差值决定；低通滤波器，耦接该偏移注入器，滤除该第二信号的高频成分产生第三信号；以及加法器，将该第一信号与该第三信号相加，产生第四信号供该电源转换器稳定该输出电压。
为达上述目的，就另一个观点，本发明提出一种电源转换器的混合式补偿电路，包括：数字信号产生器，根据输出电压回授信号及参考值产生第一与第二数字信号，其中该输出电压授信号与该电源转换器的输出电压相关；数字偏移注入器，耦接该数字信号产生器，以根据该第二数字信号产生可变偏移值；加法器，将该第一数字信号与该可变偏移值相加、或将该第一数字信号与该可变偏移值的相关信号相加；以及数字模拟转换器，耦接该加法器，将该加法器的输出、或该加法器的输出的相关信号转换为模拟信号。
在一种实施例中，上述混合式补偿电路可更包含：低通滤波器，耦接该数字模拟转换器，用以滤除该模拟信号的高频成分。
在一种实施例中，上述混合式补偿电路可更包含：数字滤波器，耦接于该数字偏移注入器与该加法器之间，用以过滤该可变偏移值而产生该可变偏移值的相关信号。
在一种实施例中，上述混合式补偿电路可更包含：数字滤波器，耦接于该加法器与该数字模拟转换器之间，用以过滤该加法器的输出而产生该加法器的输出的相关信号。
在一种实施例中，该数字偏移注入器回授控制该数字信号产生器的一操作频率。
为达上述目的，就另一个观点，本发明提出一种电源转换器的混合式补偿电路，包括：数字信号产生器，根据输出电压回授信号及参考值产生第一与第二数字信号，其中该输出电压授信号与该电源转换器的输出电压相关；数字偏移注入器，耦接该数字信号产生器，以根据该第二数字信号产生可变偏移值；第一数字模拟转换器，耦接该数字信号产生器，将该第一数字信号转换为第一模拟信号；第二数字模 拟转换器，耦接该数字偏移注入器，将该可变偏移值转换为第二模拟信号；以及加法器，将该第一模拟信号与该第二模拟信号相加、或将该第一模拟信号的相关信号与第二模拟信号相加。
在一种实施例中，该混合式补偿电路可更包含低通滤波器，耦接于该第一数字模拟转换器和该加法器之间、或耦接于该加法器的输出端。
为达上述目的，就另一个观点，本发明提出一种电源转换器的混合式补偿电路，包括：数字信号产生器，根据输出电压回授信号及参考值产生第一数字信号，其中该回授信号与该电源转换器的输出电压相关；数字滤波器，耦接该数字信号产生器，以过滤该第一数字信号；以及数字模拟转换器，耦接该数字滤波器，将该数字滤波器的输出转换为模拟信号。
在一种实施例中，该数字信号产生器包括：逐次求近缓存器模拟数字转换器(SAR-ADC,Successive Approximation Register Analog to Digital Converter)，根据该输出电压回授信号及该参考值而产生一升降信号；以及升降计数电路，其中该升降计数电路的输出信号受控于该升降信号而对应地上升或下降。
在一种实施例中，该数字偏移注入器产生一个对应于α·(Vfb1-Vref1)的数字或编码，其中α为正实数，Vfb1为该输出电压回授信号，Vref1为该参考值。
在一种实施例中，该数字滤波器包括一D正反器或一移动平均电路。
附图说明
图1为传统的EA型补偿电路；
图2为传统的gm型补偿电路；
图3A为根据本发明的混合式补偿电路的一个实施例；
图3B-3H为根据本发明的混合式补偿电路的其它实施例；
图4为图3A的混合式补偿电路的一个具体实施例；
图5为图2的转导放大器的电流-电压特性曲线；
图6为图4的第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt对电压Vref1-Vfb1的特性曲线；
图7为图3A的混合式补偿电路的另一个具体实施例；
图8为图7的频率信号及脉冲信号的时序图；
图9为图7的第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt对电压Vref1-Vfb1的特性曲线；
图10为图3A的混合式补偿电路的另一个具体实施例；
图11为使用图2的gm型模拟式补偿电路及本发明的混合式补偿电路产生的电源转换器的输出电压和信号Vcomp；
图12A-12G为混合式补偿电路的另外几个具体实施例；
图13为数字信号产生器122的一个具体实施例；
图14A-14D为逐次求近缓存器(SAR,Successive Approximation Register)模拟数字转换器(ADC,Analog to Digital Converter)132，简称SAR-ADC的几个具体实施例；
图15为升降计数电路134的一个具体实施例；
图16A-16I为数字偏移注入器126的几个具体实施例；
图17A-17B为数字滤波器128的两个具体实施例。
图中符号说明
10             EA型补偿电路
12             误差放大器
14             gm型补偿电路
16             转导放大器
20,20a-20g     混合式补偿电路
22             数字信号产生器
24             数字模拟转换器
26             偏移注入器
28             低通滤波器
29             加法器
30             比较器
32             反相器
34             磁滞比较器
36             磁滞比较器
38             运算转导放大器
40             振荡器
42             控制器
44             升降计数器
46             电流源
48             电流源
50             电流源
52             电流源
54             电阻Rof的第一端
56             电阻Rof的第二端
60             多任务器
62             比较器
64             脉冲产生器
70             比较器
72             比较器
74             比较器
76             比较器
78             比较器
80             控制器
82             除频器
84             除频器
86             除频器
88             除频器
90             运算放大器
92             电源转换器的输出电压
94             电源转换器的输出电压
96             回授信号
98             回授信号
120,120a～120f  混合式补偿电路
122            数字信号产生器
123            加法器
124,124a       DAC
126            数字偏移注入器
128            数字滤波器
129            LPF
132            SAR-ADC
134            升降计数电路
136            OSC
141            误差放大器
142～144       比较器
146            控制器及数码产生器
148            DAC
152            控制器
154            升降计数器
162            加法／减法器
164            数字乘法器
166            除频电路
168            DAC
具体实施方式
参照图3，根据本发明的混合式补偿电路20可以应用在各种类型的电源转换器，例如直流对直流电源转换器及PFC电源转换器。在混 合式补偿电路20中，数字信号产生器22根据与电源转换器的输出电压相关的回授信号Vfb1及参考值Vref1产生数字信号Sd，数字模拟转换器(Digital-to-Analog Converter;DAC)24将数字信号Sd转换为模拟的第一信号Va1，偏移注入器(offset injector)26提供可变偏移值偏移第一信号Va1产生第二信号Va2，低通滤波器(Low Pass Filter;LPF)28滤除第二信号Va2的高频成分产生第三信号Vcomp供稳定电源转换器的输出电压。混合式补偿电路20模拟如图2所示的gm型补偿电路14。众所周知，gm型补偿电路14提供二极点及一零点，混合式补偿电路20同样可以提供二极点及一零点，详言之，数字信号产生器22及DAC24可视为第一极点产生器／补偿器，用以提供第一极点，偏移注入器26可视为零点产生器／补偿器，用以提供零点，LPF28可视为第二极点产生器／补偿器，用以提供第二极点。
需说明的是：根据本发明，并不绝对必须产生／补偿两个极点和一个零点、亦即所产生／补偿的极点和零点数目可以改变。例如，在某些应用中，可以仅产生／补偿一个极点、或一个极点和一个零点、或两个极点。图3B-3D举例显示配合这些应用的混合式补偿电路20a-20c。此外，在产生／补偿两个极点和一个零点的实施例中，LPF28也不必须设置在偏移注入器26的后方且与数字信号产生器22和DAC24串联，而可为其它连接形式。举例而言，图3E显示LPF28设置在偏移注入器26前方的实施例；图3F实施例中，偏移注入器26和LPF28设置在另一条路径上，以提供一个零点和第二极点的补偿，而加法器29将DAC24的输出与该另一路径所产生的补偿信号相加；图3G显示了与图3F相似的实施例，但省略了LPF28。除上述安排之外，LPF28还可设置在其它位置，例如但不限于在图3H的实施例中，将LPF28设置在加法器29的后方。
图4为混合式补偿电路20的一个具体实施例。为了实现低频的第一极点，使用数字信号产生器22及DAC24模拟gm型补偿电路14的转导放大器16。图4的数字信号产生器22包括比较器30比较回授信 号Vfb1及参考值Vref1产生比较信号Sc1，反相器32将比较信号Sc1反相产生信号Sc2给控制器42，振荡器40提供频率信号Clk给控制器42及升降计数器44，控制器42因应频率信号Clk对信号Sc2取样，当取样结果表示回授信号Vfb1大于参考值Vref1时，控制器42发出控制信号Down给升降计数器44以调降数字信号Sd一个位，进而调降电源转换器的输出功率。当取样结果表示回授信号Vfb1低于参考值Vref1时，控制器42发出控制信号Up给升降计数器44以调升数字信号Sd一个位，进而调升电源转换器的输出功率。升降计数器44根据频率信号Clk取样控制器42所输出的控制信号Up及Down以调整数字信号Sd。DAC24将数字信号Sd转换为第一信号Va1。DAC24为相当常见的电路，其内部电路及操作于此不再赘述。在频率信号Clk为低频时，取样的频率较低，数字信号Sd的变化较缓慢，导致混合式补偿电路20输出的第三信号Vcomp变化缓慢，此效果如同gm型补偿电路14使用大电容C1及C2一样。
在电源转换器发生负载瞬时时，若混合式补偿电路20输出的第三信号Vcomp仍缓慢变化，将无法快速反应，造成输出电压Vo发生大的电压落差或过冲。为了改善此问题，图4的数字信号产生器22还包括磁滞比较器34比较回授信号Vfb1及临界值VH1产生比较信号SH给控制器42，磁滞比较器36比较回授信号Vfb1及临界值VL1产生比较信号SL给控制器42，以及运算转导放大器38放大回授信号Vfb1及参考值Vref1之间的差值ΔV产生频率调整信号Sfm给振荡器40以调整频率信号Clk的频率。当回授信号Vfb1及参考值Vref1之间的差值ΔV增加时，频率调整信号Sfm将调高频率信号Clk的频率以加快取样频率，进而加快数字信号Sd的变化以及加快第三信号Vcomp的扭转率(slew rate)，当回授信号Vfb1大于临界值VH1或小于临界值VL1时，磁滞比较器34或36送出比较信号SL或SH给振荡器40，以使频率信号Clk的频率上升至最大值，进而使数字信号Sd以最大频率调升或调降。此外，在回授信号Vfb1大于临界值VH1时，控制器42亦根据比较信号SL发出控制信号Down_limit给升降计数器44，使该升降 计数器44以最大频率将数字信号Sd调降到最小值以提高第三信号Vcomp的扭转率，使电源转换器的输出功率快速减少，使输出电压快速地下降至预设准位。同样的，在回授信号Vfb1小于临界值VL1时，控制器42根据比较信号SH发出控制信号Up_limit给升降计数器44，使该升降计数器44以最大频率将数字信号Sd调升到最大值，因而提高第三信号Vcomp的扭转率，使电源转换器的输出功率上升，使输出电压快速上升到预设准位。在其它实施例中，当回授信号VFB1大于或小于临界值VH1或VL1时，使升降计数器44也可以立即将数字信号Sd调升到最小值或最大值。在发生负载瞬时时，回授信号Vfb1及参考值Vref1之间的差值ΔV增加，故控制器42及升降计数器44的取样频率加快，因此加快第三信号Vcomp的扭转率(slew rate)，而且在回授信号Vfb1大于临界值VH1或小于临界值VL1时可以使数字信号Sd立即或以最快频率下降到最小值或上升到最大值，故能有效改善电源转换器的负载瞬时响应。
图2的转导放大器16的电流-电压特性曲线如图5所示，从图2可得
Ce×Vcomp=Icomp×T，   公式1
其中Ce为电容C1及C2的等效电容，T为产生电流Icomp的时间。从公式1可进一步推得
Icomp/Ce=Vcomp/T，   公式2
由公式2可知电流Icomp及电容Ce决定一电压变化率dVcomp/dt，又电容Ce为定值，故电流Icomp正比于电压变化率dVcomp/dt，因此图5的Y轴也可以视为电压变化率dVcomp/dt。图3A的数字信号产生器22及DAC24模拟转导放大器16也可以得到类似的电压变化率，例如图6为图4的DAC24的第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt(即扭转率)对数字信号产生器22的输入电压Vfb1的特性曲线，在临界值VL1和VH1之间和图5的曲线是一样的，在两端则有迟滞区域，当回授信号Vfb1上升到大于临界值VH1时，数字信号Sd以最快取样频率被调 降，故第一信号Va1具有最快负向电压变化率-dVa1/dt_max，直到回授信号Vfb1下降到小于磁滞临界值Vhy1，第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt才回到原来的水平；同样的，当回授信号Vfb1下降到小于临界值VL1时，数字信号Sd以最快频率信号Clk的频率被调升，故第一信号Va1具有最快正向电压变化率dVa1/dt_max，直到回授信号Vfb1上升到大于磁滞临界值Vhy2，第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt才回到原来的水平。
在图4的实施例中，偏移注入器26包括电流源46及开关M1串联在电源端Vcc及电阻Rof的第一端54之间，电流源48及开关M2串联在电阻Rof的第一端54及地端GND之间，电流源50及开关M3串联在电源端Vcc及电阻Rof的第二端56之间，电流源52及开关M4串联在电阻Rof的第二端56及地端GND之间。开关M1及M4受控于来自控制器42的控制信号Down，开关M2及M3受控于来自控制器42的控制信号Up，借助控制开关M1、M2、M3及M4，可以决定电阻Rof上电流Iof的方向。电流源46、48、50及52根据来自运算转导放大器38的频率调整信号Sfm决定电流Iof的大小，进而决定可变偏移值Vof以偏移第一信号Va1产生第二信号Va2。由于频率调整信号Sfm与回授信号Vfb1及参考值Vref1之间的差值ΔV有关，因此可变偏移值Vof亦随差值ΔV变化。在其它实施例中，电流源46、48、50及52亦可改为根据其它与差值ΔV相关的信号来决定电流Iof。图4的低通滤波器28包括由电阻Rf及电容Cf组成的RC滤波器，对第二信号Va2滤波产生第三信号Vcomp。从控制回路的物理意义来看，gm补偿电路14的零点作为相位领先(phase lead)补偿，而第二极点则类似低通滤波器，因此本发明的混合式补偿电路20利用偏移注入器26提供瞬间的电压变化来模拟零点的作用，并以RC滤波器实现第二极点。
图7为图3A的混合式补偿电路20的另一具体实施例，数字信号产生器22包括多任务器60根据脉冲信号Sp1～Sp5依序将临界值VH1、临界值VH2、参考值Vref1、临界值VL2及临界值VL1提供给比较器 62的非反相输入端，其中VH1>VH2>Vref1>VL2>VL1，比较器62的反相输入端接收回授信号Vfb1，比较器62将回授信号Vfb1分别比较临界值VH1、VH2、VL1及VL2及参考值Vref1，并将比较信号传送给控制器42，控制器42根据频率信号Clk及脉冲信号Sp1～Sp5对比较器62所输出的比较信号取样，据以决定控制信号Up或Down给升降计数器44以调升或调降数字信号Sd，控制器42亦根据比较结果判断回授信号Vfb1是否大于最大的临界值VH1或小于最小的临界值VL1，若回授信号Vfb1大于临界值VH1，控制器42发出控制信号Down_limit使升降计数器44立即或以最大频率将数字信号Sd调降至最小值以加大第三信号Vcomp的扭转率，若回授信号Vfb1小于临界值VL1，控制器42发出控制信号Up_limit使升降计数器44立即或以最大频率将数字信号Sd调升至最大值以加大第三信号Vcomp的扭转率。控制器42也根据比较结果决定频率调整信号Sfm给振荡器40以调整频率信号Clk的频率，当回授信号Vfb1与参考值Vref1之间的差值越大时，频率信号Clk的频率越高，以加大第三信号Vcomp的扭转率，改善负载瞬时响应。当回授信号Vfb1大于临界值VH1或小于临界值VL1时，频率调整信号Sfm将使频率信号Clk的频率调升至最大值，以加快控制器42及升降计数器44的取样频率。脉冲产生器64根据频率信号Clk产生脉冲信号Sp1～Sp5如图8所示，在频率信号Clk的每一个周期T内，脉冲产生器64依序产生脉冲信号Sp1～Sp5给多任务器60。
图7的偏移注入器26是将图4的电阻Rof改为由开关控制的可变电阻，其阻值随回授信号Vfb1及参考值Vref1之间的差值ΔV改变，电流源46、48、50及52提供固定电流，故通过可变电阻Rof的电流Iof为定值。在此实施中，可变电阻Rof包括三个串联的电阻Ra、Rb及Rc，每一个电阻Ra、Rb及Rc各与开关Ma、Mb及Mc并联，根据差值ΔV产生的信号Sa、Sb及Sc分别控制开关Ma、Mb及Mc以调整可变电阻Rof的阻值，进而产生随差值ΔV变化的可变偏移值Vof以偏移第一信号Va1产生第二信号Va2。
图9为图7的DAC24的第一信号Val的电压变化率dVa1/dt对数字信号产生器22的输入电压Vfb1的特性曲线，当回授信号Vfb1上升到大于临界值VH1时，数字信号Sd以最快频率被调降，故第一信号Va1具有最快负向电压变化率-dVa1/dt_max，直到回授信号Vfb1下降到小于临界值VH2，第一信号Va1的电压变化率才回到原来的水平；同样的，当回授信号Vfb1下降到小于临界值VL1时，数字信号Sd以最快频率被调升，故第一信号Va1具有最快正向电压变化率dVa1/dt_max，直到回授信号Vfb1上升到大于磁滞临界值VL2，第一信号Va1的变化速度才回到原来的水平。在图7的实施例中，随着设定的临界值个数的增加，图9的特性曲线将趋近于图6的特性曲线。
图10为图3A的混合式补偿电路20的另一个具体实施例，数字信号产生器22包括比较器70比较回授信号Vfb1及临界值VH1产生比较信号SB1，比较器72比较回授信号Vfb1及临界值VH2产生比较信号SB2，比较器74比较回授信号Vfb1及参考值Vref1产生比较信号SB3，比较器76比较回授信号Vfb1及临界值VL2产生比较信号SB4，比较器78比较回授信号Vfb1及临界值VL1产生比较信号SB5，控制器80根据比较信号SB1、SB2、SB3、SB4及SB5从频率信号Clk1、Clk2、Clk3、Clk4及Clk5中选择其中一个作为频率Clk给升降计数器44，当回授信号Vfb1大于最大的临界值VH1或小于最小的临界值VL1时，控制器80选择频率最高的频率信号Clk1给升降计数器44，升降计数器44因应频率信号Clk对比较信号SB3取样，并根据取样结果调升或调降数字信号Sd一个位，当回授信号Vfb1大于最大的临界值VH1或小于最小的临界值VL1时，升降计数器44因应比较信号SB1或SB5立即或以最大频频将数字信号Sd调降至最小值或调升至最大值以加大第三信号Vcomp的扭转率，振荡器40提供具有频率f的频率信号Clk1，除频器82对频率信号Clk1除频产生具有频率f/2的频率信号Clk2，除频器84对频率信号Clk2除频产生具有频率f/4的频率信号Clk3，除频器86对频率信号Clk3除频产生具有频率f/8的频率信号Clk4，除频器88对频率信号Clk4除频产生具有频率f/16的频率信号Clk5。在此混 合式补偿电路中，DAC24的第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt对数字信号产生器22的输入电压Vfb1的特性曲线如图9所示。
图10的LPF28包括低频宽的运算放大器90具有反相输入端接收来自偏移注入器26的第二信号Va2，以及非反相输入端连接LPF28的输出端Vcomp，电阻R5及补偿电容C3串联在运算放大器90的输出端及LPF28的输出端Vcomp之间，用以稳定第三信号Vcomp，晶体管M5连接在电源端Vcc及LPF28的输出端Vcomp之间，晶体管M5的栅极连接运算放大器90的输出端，电阻R6连接在LPF28的输出端Vcomp及地端GND之间。
需说明的是：虽然图4,7,10是根据图3A的混合式补偿电路20而举例示出数个具体实施例，但显然图3B-3H所示的混合式补偿电路20a-20g也可以使用图4,7,10中的电路元件来构成，故图3B-3H的电路也当然可以具体实施，其细节不再赘述。
图11显示本发明的功效，使用图2的gm型模拟式补偿电路14产生的电源转换器的输出电压Vo和信号Vcomp分别如波形92及96所示，使用本发明的混合式补偿电路20产生的电源转换器的输出电压Vo和第三信号Vcomp分别如波形94及98所示，其几乎与使用gm型模拟式补偿电路14的效果相同，而且在时间t1所示的负载瞬时发生时，也有良好的瞬时响应，故混合式补偿电路20确实可以取代传统的模拟式补偿电路14。混合式补偿电路20可以降低频率信号Clk的频率来达成模拟式补偿电路14中大电容C1及C2稳定信号Vcomp的功效，因此混合式补偿电路20无需使用大电容C1及C2，可以轻易的整合到控制IC中以减少接脚数量。混合式补偿电路20为混合模拟电路及数字电路，因此相对于数字式补偿电路来说，混合式补偿电路20较简单，故占用较少的芯片面积，而且无需使用复杂DSP算法，可简化设计及降低成本。
图12A示出本发明另一实施例的混合式补偿电路120；图12B-12G显示本发明另外几个实施例的混合式补偿电路120a-120f，这些电路是举例说明混合式补偿电路120的变化形式。
参照图12A，混合式补偿电路120包含数字信号产生器122、加法器123、数字模拟转换器(DAC)124、数字偏移注入器126、以及数字滤波器128，其中数字信号产生器122可视为第一极点产生器／补偿器，用以提供第一极点，数字偏移注入器126可视为零点产生器／补偿器，用以提供零点，数字滤波器128可视为第二极点产生器／补偿器，用以提供第二极点。本实施例与图3A实施例的不同处包括：零点产生器／补偿器与第二极点产生器／补偿器由数字电路来实施，且设置在DAC124的前方。不过，本实施例仅是举例；零点产生器／补偿器与第二极点产生器／补偿器并不必须都由数字电路来实施，而可以仅由其一数字电路来实施，例如但不限于可将第二极点产生器／补偿器改为模拟低通滤波器。如图12B所示，其中将图12A的数字滤波器128改换为LPF129。
回到图12A，数字信号产生器122根据参考值Vref1及与电源转换器输出电压有关的回授信号Vfb1而产生数字信号Sd。数字偏移注入器126根据数字信号产生器122输出的另一个输出信号Sfd而产生一个可变的偏移值，此点容后说明。数字滤波器128过滤数字偏移注入器126的输出信号So（可变偏移值）而产生过滤后的偏移值Sfo，此过滤后的偏移值Sfo为输出信号So的相关信号。加法器123将数字信号Sd与过滤后的偏移值Sfo相加而产生数字信号Sd1，而DAC124将数字信号Sd1转换为信号Vcomp。
需说明的是：根据本发明，并不绝对必须产生／补偿两个极点和一个零点、亦即所产生／补偿的极点和零点数目可以改变。例如，在某些应用中，可以仅产生／补偿一个极点、或一个极点和一个零点、或两个极点。当仅需产生／补偿一个极点和一个零点时，可以省略数 字滤波器128，这将成为图12C的电路。当仅需产生／补偿两个极点时，可以省略加法器123和数字偏移注入器126，这将成为图12D的电路。此外请注意数字滤波器128的位置不限于图12A所示；例如，数字滤波器128可位在加法器123的后方，如图12E所示（此例中，信号Sfd1为信号Sd1过滤后所得的信号，因此信号Sfd1可视为信号Sd1的相关信号）。
除上述安排之外，当然，所有的数字信号的相加，也可都转换为模拟信号后再相加，例如但不限于如图12F和12G所示，将数字信号产生器122的输出信号Sd和数字偏移注入器126的输出信号So分别以DAC124,124a转换换为模拟信号后再相加；图12F和12G的差别在于LPF129的位置（图12F实施例中，LPF129的输出信号为DAC124输出信号的过滤后信号，可视为DAC124输出信号的相关信号）。
图13显示数字信号产生器122的一个具体实施例。如图所示，在本实施例中，数字信号产生器122包括一个逐次求近缓存器(SAR,Successive Approximation Register)模拟数字转换器(ADC,Analog to Digital Converter)132，简称SAR-ADC，以及一个升降计数电路134。SAR-ADC132根据回授信号Vfb1及参考值Vref1而产生升降信号U/D。升降信号U/D控制升降计数电路134以使升降计数电路134的输出信号（即数字信号Sd）对应地上升或下降。升降计数电路134根据频率信号CLK而操作。在图12A-12C与12E的实施例中，较佳但非必要地，数字偏移注入器126可选择性地回授控制频率信号CLK的频率，例如可由数字偏移注入器126来产生频率信号CLK；或是由数字信号产生器122中的一个振荡器（未示出）来产生频率信号CLK，而由数字偏移注入器126发出信号来控制该振荡器。
SAR-ADC132另外产生一个输出信号Sfb。输出信号Sfb为对应于回授信号Vfb1的数字信号，或对应于回授信号Vfb1与参考值Vref1间之差值的数字信号，此点容后详细说明。
图14A-14D显示SAR-ADC132的几个具体实施例。在图14A的实施例中，参考值Vref1为数字信号、且SAR-ADC132包含比较器144、控制器及数码产生器146、以及DAC148。比较器144将回授信号Vfb1与DAC148所产生的模拟回授信号相比较；响应于比较器144的输出信号，控制器及数码产生器146产生一个N位的数字编码（N为正整数），并将其传送给DAC148，而DAC148产生的模拟回授信号对应于此N位数字编码。依此方式所产生的N位数字编码是一个相关于回授信号Vfb1并逐渐趋近的数字信号，因此电路称为SAR-ADC。控制器及数码产生器146另产生一个数字信号Sfb，此数字信号Sfb可与前述N位数字编码为相同或不同的信号，亦即，数字信号Sfb可为N位或其它任意位数，且可与该N位数字编码采用相同或不同的表示格式。在其中一个实施例中，数字信号Sfb也对应于回授信号Vfb1，或可视为回授信号Vfb1的数字表示形式。通过比较器144、控制器及数码产生器146以及DAC148所形成的回授回路，数字信号Sfb可逐渐趋近而以数字形式精确表示回授信号Vfb1。此外，控制器及数码产生器146另接收参考值Vref1，并根据回授信号Vfb1与参考值Vref1间的比较结果而产生升降信号U/D。详言之，由于参考值Vref1为数字信号，且N位数字编码与数字信号Sfb皆为回授信号Vfb1的数字表示形式，因此上述“回授信号Vfb1与参考值Vref1间的比较”可将参考值Vref1与N位数字编码或数字信号Sfb的任一者以数字方式比较，例如相减。当回授信号Vfb1大于参考值Vref1时，即，当N位数字编码或数字信号Sfb大于参考值Vref1时，升降信号U/D指示升降计数电路134增加数字信号Sd（例如增加数字1）。当回授信号Vfb1小于参考值Vref1时，即，当N位数字编码或数字信号Sfb小于参考值Vref1时，升降信号U/D指示升降计数电路134降低位信号Sd（例如降低数字1）。
在另一个实施例中，数字信号Sfb对应于回授信号Vfb1与参考值Vref1之差，且可视为回授信号Vfb1与参考值Vref1之差的数字 表示形式。类似地，由于参考值Vref1为数字信号，且N位数字编码为回授信号Vfb1的数字表示形式，因此上述“回授信号Vfb1与参考值Vref1间的差”可将参考值Vref1与N位数字编码以数字方式比较，例如相减。或是，数字信号Sfb可为该差值的一个数字编码。电路的其它部分与前述“数字信号Sfb对应于回授信号Vfb1”的实施例相似。
在图14B实施例中，参考值Vref1为数字信号，并输入DAC148作为初始数字。类似地，数字信号Sfb可以对应于回授信号Vfb1或对应于回授信号Vfb1与参考值Vref1之差(即，数字信号Sfb可为回授信号Vfb1的数字表示形式或回授信号Vfb1与参考值Vref1之差的数字表示形式)。电路的其它部分与图14A实施例相似。
在图14C实施例中，参考值Vref1为模拟信号，且SAR-ADC132包含误差放大器141、比较器142、控制器及数码产生器146、及DAC148。误差放大器141比较回授信号Vfb1与参考值Vref1而产生误差放大讯号。比较器142、控制器及数码产生器146及DAC148构成SAR，其操作方式相似于图14A的实施例，但数字信号Sfb为回授信号Vfb1与参考值Vref1之差的数字表示形式。
在图14D实施例中，参考值Vref1为模拟信号，且SAR-ADC132包含两比较器143与144、控制器及数码产生器146、及DAC148。比较器143将DAC148所产生的模拟回授信号与参考值Vref1比较，并将比较结果输入控制器及数码产生器146。本实施例与图14A的实施例相似，但控制器及数码产生器146是接收比较器143的输出信号而非数字的参考值Vref1。
图15示出升降计数电路134的实施例。升降计数电路134包含控制器152与升降计数器154。控制器152受控于升降信号U/D，并操作于频率信号CLK所决定的频率。控制器152与升降计数器154之 间的关系和控制器42与升降计数器44之间的关系相似，因此不重复赘述于此。
图16A示出数字偏移注入器126的一个实施例。如前所述，数字偏移注入器126的作用是提供一个可变偏移值，以作为零点产生器／补偿器，且该可变偏移值相关于回授信号Vfb1与参考值Vref1之差。根据以上，数字偏移注入器126可用各种方式实施，只要能够产生一个对应于α·(Vfb1-Vref1)的数字或编码、或是产生α·(Vfb1-Vref1)的数字表示形式即可，其中α为正实数，代表一个比例常数，此比例常数对应于表示图2的模拟电路中，转导放大器16的转导系数乘以电阻R3的阻值。如图16A所示，在其中一个实施例中，数字偏移注入器126可以实现为数字乘法器，将数字信号Sfb乘以因子β而产生可变偏移值So，其中β为正实数。(或者，若因子β为小于1的正实数，则数字乘法器亦可为数字除法器，将数字信号Sfb除以(1/β)。)在本实施例中数字信号Sfb对应于回授信号Vfb1与参考值Vref1之差，或为回授信号Vfb1与参考值Vref1之差的数字表示形式。因子β可由混合式补偿电路的设计者来给定。数字乘法器所输出的可变偏移值So等于β·Sfb，对应于α·(Vfb1-Vref1)。
在图16B实施例中，数字信号Sfb对应于回授信号Vfb1或为回授信号Vfb1的数字表示形式，而数字偏移注入器126包含加法／减法器162与数字乘法器164。加法／减法器162自数字信号Sfb中减去数字信号Sref1（或是加上数字信号Sref1的负值），其中数字信号Sref1对应于参考值Vref1，或为参考值Vref1的数字表示形式。数字乘法器164将数字信号Sfb与数字信号Sref1之差乘以因子β。由数字乘法器164输出的可变偏移值So等于β·(Sfb-Sref1)，对应于α·(Vfb1-Vref1)。
除以上实施例外，数字偏移注入器126还有多种其它实施方式；例如，数字偏移注入器126可实现为一个内存，在其内多个地址里预 先储存了多个偏移值，而数字信号Sfb可表示该内存的地址、或用以决定该内存的地址，如图16C所示。数字信号Sfb可对应于回授信号Vfb1、或对应于回授信号Vfb1与参考值Vref1之差。
图16D-16F显示数字偏移注入器126的另外三个实施例。参照图16D，在本实施例中数字偏移注入器126包含数字乘法器164与除频电路166。数字乘法器164的操作方式与图16A实施例相似。除频电路166接收频率信号CLK_132，该频率信号是SAR-ADC132操作的频率(例如，该频率信号是SAR-ADC132中DAC148操作所根据的频率)。除频电路166将频率信号CLK_132除频而产生除频后的频率信号CLK。所产生的频率信号CLK可视数字信号Sfb之值而有不同的频率f1,f2,…。亦即，频率信号CLK的频率由数字信号Sfb决定。频率信号CLK被传送至升降计数电路134(参照图12A-12C，图12E，图13与图15)，使控制器152根据频率信号CLK而操作。依此方式，数字偏移注入器126可调变升降计数电路134的操作频率，而达到类似于图2中的电容C1所提供的作用。
图16E与图16F分别对应于图16B与图16C，差异在于数字偏移注入器126另包含除频电路166以产生除频后的频率信号CLK。除频电路166操作方式与图16D的实施例相似。请注意在图16E实施例中，除了根据数字信号Sfb来将频率信号CLK_132除频之外，另一种方式是（未示出，可参照图16H），除频电路166亦可根据加法／减法器162的输出来对频率信号CLK_132除频。后面这方式中，因为数字信号Sref1对应于参考值Vref1、而参考值Vref1为已知信号，因此频率信号CLK的频率仍然是由数字信号Sfb决定。
图16G-16I显示数字偏移注入器126的另外三个实施例。参照图16G，在本实施例中数字偏移注入器126包含数字乘法器164与DAC168。数字乘法器164的操作方式与图16A实施例相似。DAC168将数字信号Sfb转换为模拟信号，可为电流或电压信号。此外，数字信号 产生器122还包含一个振荡器(OSC)136，可为电流控制或电压控制的振荡器，视DAC168所产生的是电流或电压信号而定。DAC168所产生的信号控制OSC136以决定OSC136所产生的频率信号CLK的频率。频率信号CLK为升降计数电路134操作所根据的频率。依此方式，数字偏移注入器126亦可调变升降计数电路134的操作频率，而达到类似于图2中的电容C1所提供的作用。
图16H与图16I分别对应于图16B与图16C，差异在于数字偏移注入器126另包含DAC168、且数字信号产生器122还包含OSC136。DAC168和OSC136的操作方式与图16G的实施例相似。请注意在图16H实施例中，DAC168将加法／减法器162的输出转换为模拟信号，以控制OSC136。在另一种实施方式中，DAC168可将数字信号Sfb转换为模拟信号，以控制OSC136。
图17A与17B显示数字滤波器128的两个实施例。参照图17A，在一个较简单的形式中，数字滤波器128可以实现为一个D正反器。以图12E的实施例为例，其中数字滤波器128连接于加法器123与DAC124之间，用以接收数字信号Sd1而产生过滤后的数字信号Sfd1，在此实施例中，数字信号Sd1可输入该D正反器中。D正反器根据频率信号CLK_128而操作，频率信号CLK_128的频率低于频率信号CLK_132（SAR-ADC132操作所依据的频率），且较佳为更低于频率信号CLK（升降计数电路134操作所依据的频率）。需说明的是数字128与132和频率的实际比例无关；这些数字附注的目的只是为了便利对照是哪个电路使用该频率信号。由于D正反器的操作频率较慢，因此可提供类似于图2中的电容C1所提供的作用。
参照图17B，在一个较复杂的形式中，数字滤波器128可以实现为一个移动平均电路。也是以图12E的实施例为例，移动平均电路接收数字信号Sd1并根据移动平均计算而产生过滤后的数字信号Sfd1。移动平均计算方式有许多种，都可使用，举其中一例如下：
Sfd1t=sumt/n=(sum(t-1)-Sfd1(t-1)+Sfdt)/n   公式3
其中Sfd1t与Sfd1(t-1)分别为目前时点的数字信号Sfd1与前一时点的数字信号Sfd1；Sfdt为目前时点的数字信号Sfd；Sumt与Sum(t-1)分别为目前时点的累积和与前一时点的累积和；n为除数，通常为正整数，以决定移动平均的平滑度与趋近速度。
虽然图17A与图17B以图12E的实施例为例，显然图17A与图17B的电路也可应用于其它实施例。
以上已针对较佳实施例来说明本发明，只是以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以思及各种等效变化。例如，误差放大器、转导放大器或比较器的正负端可以互换、数字信号高低位准的意义可以互换，而相关的电路可以做对应的修改；实施例中直接连接的电路或元件，可以在其中插置不影响信号主要意义的其它电路或元件，等等。本发明的范围应涵盖上述及其它所有等效变化。