使用自适应发射天线阵列的无线传输 【技术领域】
本发明涉及使用自适应发射天线阵列的闭环无线信号传输，更具体地，适于在延迟扩展环境中的传输。
背景技术
无线通信系统对于数据传输的重要性正日益增加，应当理解，在数据的最广泛意义上覆盖例如语音或其他声音和图像以及抽象数字信号。
当前建议的用于无线通信系统的标准包括3GPP(第三代合作组项目)和3GPP2标准，其使用码分多址(CDMA)以及频分双工(FDD)或时分双工(TDD)；欧洲电信标准委员会(ETSI)的HEPERLAN和HIPERLAN2局域网标准，使用时分双工(TDD)；以及国际电信联盟(ITU)的IMT-2000标准。本发明适于这些类型的系统以及其他无线通信系统。
为改进系统的通信性能而同时降低系统对噪声和干扰的敏感，同时限制传输功率，分别或组合使用不同的技术，包括：空时分集，其中在不同发射和/或接收天线元件传送相同数据；以及频率扩展，例如正交频分复用(OFDM)，其中在用子载波频率区分的不同信道上扩展相同数据。
在接收机，使用复合信道衰减和相位偏移知识(信道状态信息(CSI))来执行符号检测。在接收机通过测量和数据一起从发射机发射的导频信号的值获得信道状态信息。信道知识允许根据最大比例组合技术联合处理接收地信号，在该技术中，接收信号和估计信道转移矩阵的Hermitian转置相乘。
两种管理发射分集的方式被分为“闭环”和“开环”。在闭环信号传输中，在接收机使用和传输信道相关的信息来改进通信。例如，提交给ETSI UMTS物理层专家组的文献Tdoc SMG2 UMTS-L1 318/98说明了发射自适应阵列(TxAA)FDD方案的操作，其中在各发射天线，专用信道和相同数据以及代码一同发射，但具有各天线特定的幅度以及相位加权。接收机使用公共信道上传送的导频分别估计来自各个天线的信道。接收机估计应当在发射机使用的加权以最大化在接收机接收的能量，量化该加权，并将其反馈给发射机。发射机应用各个量化加权到从阵列的各个发射天线发射的信号的幅度和相位。转让给本发明的受让人的美国专利申请号6192256描述了此种闭环传输系统。可选地，在TDD系统中，用于加权提供到下行链路发射天线的信号的信道状态信息可从上行链路信号导出，假定信道是相等的，并且不从接收机传送任何特定信道或加权信息到发射机。
通过使用RAKE接收机可以获得通信上的进一步改进。在多径信道中，原始发射信号从诸如建筑物、山脉的障碍物反射回来，接收机接收具有不同延迟的该信号的若干版本。如果到达的信号相互之间间隔多于一个基本信号元素，一个简单的接收机就可以分解它们。实际上，从各个独立的多径信号观点，可将其他多径信号看作干扰，并通过简单接收机或单个RAKE接收机指状元件的处理增益来消除。
通过组合分解的多径信号，RAKE接收机获得进一步的益处。由IEEE通信调查出版的Ramjee Prasad和Tero Ojanper的“An overview ofCDMA evolution toward wideband CDMA(CDMA向宽带CDMA演化概述)”评论中说明了RAKE接收机的一个例子。在扩展和调制之后发射信号，在多径信道中用各自量延迟并衰减该信号。该RAKE接收机有多个接收机指状元件，用于接收信号的不同多径分量。在每个指状元件中，用和多径信号各自测量延迟时间对准的扩展码相关接收的信号。在解扩之后，加权并组合这些信号，例如通过最大比例合并，即用路径增益(衰减因子)加权各个信号。由于接收的多径信号是独立衰减、顺序分集的(diversity order)，因此改进了性能。
实际中，移动接收机的移动会改变散射环境，因此延迟和衰减因子也会改变。通过软件算法而非硬件规定RAKE接收机指状元件。测量传输多径信道分布，然后重新分配RAKE指状元件。小范围的改变通过代码追踪环处理，该环跟踪各个多径信号的时间延迟。
1999年8月提交给3GPP工作组1的文献“Transmit diversity withjoint pre-distortion(具有联合预失真的发射分集)”，Tdoc 3GPPTSGR1#6(99)918建议，UMTS TDD模式在各个智能天线元件上分别(或同时)预失真发射信号，从而消除在接收机联合检测的需要：声称目标是能使用单指状元件RAKE接收机，即修改发射信号，从而接收到的信号对于接收机来说显得它好像不是多径信号而是单径信号。没有从多径分集中获得好处。
由IEEE在VTC 2000中出版的H.Sampath，H.Blcskei，A.J.Paulraj的“Pre-wqualization for MIMO wireless channels with delayspread(用于具有延迟扩展的MIMO无线信道的预均衡)”描述了一种OFDM传输系统，其中在发射机可用的信道知识被用于预均衡从发射天线发射的信号，从而降低移动站的复杂性。该系统包括有限冲激响应(FIR)滤波器，它组合具有各自延迟和加权(增益)的发射信号版本，并从发射天线发射组合的信号。
在两个例子中，此种方案试图使得信道看起来是平坦的，从而最小化干扰并避免在接收机使用多指状元件RAKE接收机或均衡器。本发明和这些系统相比，通过利用多径信号获得改进的性能。
【发明内容】
本发明提供用于信号的闭环无线传输的方法和设备，该闭环无线传输使用如在附随权利要求中所述的自适应发射天线阵列。
【附图说明】
图1是作为例子给出的，根据本发明一个实施例的具有N个发射天线和M个接收天线的通信系统的示意图，
图2是图1所示类型的通信系统的示意图，具有2个发射天线和1个接收天线，
图3是图1所示类型的通信系统中的基站的示意图，具有四个发射天线，
图4是图1所示类型的通信系统中的移动站的示意图，具有两个接收天线，
图5是图2所示类型的系统中，对于用于各发射天线的不同FIR系数数目，作为每比特传输能量对噪声的比(Eb/No)的函数的误比特率的仿真图，
图6是在本发明优选实施例中，选择FIR滤波器抽头位置、计算系数以及从移动站提供反馈到基站的方法的流程图，以及
图7是图2所示类型系统在用于各发射天线的选定位置具有数目减少的FIR抽头的误比特率的仿真图，在此，误比特率是每比特传输能量对噪声的比(Eb/No)的函数。
【具体实施方式】
图1显示由发射分集无线通信网络传输数据的系统的第一实施例，该系统包括将被描述为发射机侧(主要涉及它的发射功能)的第一站1，以及将被描述为接收机侧(主要涉及它的接收功能)的第二站2。在当前例子中，第一站1和第二站2都能发射和接收，此外，在本发明优选实施例中，发射和接收使用相同天线元件。
发射机侧1包括N个发射天线元件的阵列3。系统的接收机侧2包括M个接收天线元件的阵列4。选择在各侧的天线元件的数目，成为经济考虑和提供增强的信道分集的技术需求之间的折衷。在移动电话的情况中，单个基站服务成百甚至上千移动单元，因此添加天线元件到基站比添加到移动单元更经济。然而，在局域网(LAN)的情况中，用户站的成本不是关键的，和移动电话的情况相比，在用户侧选择更多数目的天线。
阵列3中的每个发射天线元件在多条路径上发射到阵列4的各个接收天线元件。因此，考虑总计M个的第m个接收天线元件，发射天线元件1到N的每一个由于多路反射和散射(它们引入了复合多路衰减)，在多条路径上发射到接收天线元件m。我们表示为LTs，其中Ts是采样速率的倒数，在其内信道能量受约束的瞬时窗口。表示发射天线n和接收天线m之间的信道中的不同路径的L系数表示为hn，m1，...，hn，mL，其中n＝1，...，N，m＝1，...，M。为简明起见，我们下面描述的情形是M＝1的情况。同样，以下说明涉及频分双工宽带码分多址(FDD W-CDMA)系统，并参考从基站BS到移动站MS的传输进行说明。这样的一个方案可被认为是例如用于UMTS FDD模式的。然而，本发明可应用到在多径中使用发射分集的其他系统。
在操作中，在要发射的信号中的各个符号x被扩展并应用N个发射天线的每一个到有限冲激响应(FIR)滤波器组5(等于一个FIR滤波器对应一个发射天线)。系统的接收机侧2包括解调器/检测器6，它接收来自接收天线元件阵列4的信号，并在解扩和重新组合来自第n个发射天线和第m个接收天线之间的不同路径的信号分量之后从接收的元素y中检测出符号x’。解调器/检测器6包括多指状元件RAKE接收机。该RAKE接收机具有用于各个多径分量的接收机指状元件。在各个指状元件中，用和多径信号延迟时间对准的扩展码相关接收的信号。解扩之后，加权并组合信号。在本发明的优选实施例中，使用最大比例合并，即每个信号都被路径增益加权。
在系统的发射侧，假定N个FIR滤波器组5包括用于发射阵列3中各天线的独立的FIR滤波器，如图1所示。我们表示用于发射天线n的FIR滤波器的F个系数wn1，wn2，...，wnF的向量
wn=(wn1,wn2,...,wnF)t,]]>其中符号()t表示向量的转置。系数wnj，n＝1，...，N以及j＝1，...，F是复系数，当不能假设信道互易性(channel reciprocity)时，它们从在接收侧2估计的信道转移系数导出(例如FDD系统)，从而最优化RAKE接收机的输出。然而，注意到，当信道状态估计在发射机已知时，可以在发射机侧完成此操作(例如TDD系统)。
因此，FIR滤波器组5产生要由所述发射天线阵列3发射的信号的复制，各发射天线元件的发射复制的延迟和加权是从发射天线元件到接收天线阵列4的各个多径传输信道特性的函数。
图2显示FIR滤波器组5的实际实施例的例子，用于发射天线阵列3包括两个发射天线(N＝2)以及每个发射天线四个FIR系数(F＝4)的具体例子。在此实施例中，用于两个天线的FIR滤波器具有公共延迟时间，如由(F-1)个延迟元素的公共组表示的，但具有各自加权系数，如由分离组8和9表示的，每个都包括F个加权元素。来自加权系数元素组8和9的信号被合并，如由各自加法器元件10和11表示的。虽然FIR滤波器组5和7到11被表示为物理组件，在本发明的优选实施例中，用软件算法执行FIR滤波器功能，延迟功能，加权和组合要发射的信号的功能。
图3和4显示根据图1或图2的系统应用的例子，其应用于在下行链路中基于如在用于UMTS的3GPP标准中规定的宽带码分多址(WCDMA)接口的频分双工(FDD)系统，但将其修改以包括如图1或图2所示的本发明实施例的发射分集系统。该系统包括具有使用相同天线阵列3的发射机部分1和接收机部分的基站(图3)以及若干移动站，移动站之一显示在图4中，具有使用相同天线阵列4的接收机部分2和发射机部分。图3和4所示的本发明实施例被显示为在基站具有N＝4个发射天线，而在移动站具有M＝2个接收天线。本发明实施例的方法被描述为适用于图3所示基站发射机和图4所示移动单元接收机之间的通信。
在基站，输入数据到编码块12，在此执行CRC附加，分段，信道编码，速率匹配，交织和多路复用。得到的数据串被提供到QPSK调制单元13：每两个相继符号对被映射到QPSK符号上(例如同相(I)分支上的第一比特和正交(Q)分支上的第二比特)。然后提供各分支到扩展块14，在此使用相同实数值信道化代码独立扩展到I和Q分支上的码片速率。在I和Q分支上的实数值码片序列然后被看作为复数值码片序列，并在加扰单元15中由复数值加扰码加扰。得到的复数值码片序列被馈入FIR滤波器组5。对于各个发射天线分支#n(n＝1，...4)，复数值码片序列被提供给组5的各自FIR滤波器，FIR滤波器的系数以及延迟由加权向量wn，n＝1...4控制。各加权向量都是在加权选择和更新单元16中从基站接收机17接收的反馈比特导出(可使用渐进的改进(progressive refinement)，如在摩托罗拉提交给3GPP标准工作组的名为“Progressive Refine Tx AA Modes(渐进改进的TxAA模式)”的著作中说明的，并参考8月30日至9月3日，Hannover Germany TSGR1#7(99)c11)。在各分支上得到的信号被馈入发射天线阵列3的各个发射天线元件。
在发射信号中包括用于各发射天线的导频符号。使用两种类型的导频符号：在各个天线经历FIR滤波器的专用导频符号，以及在多输入多输出信道上发送的不经过FIR滤波的公共导频符号(CPICH)。在移动站RAKE接收机6中使用专用导频符号，而在应用到传输的最优加权的计算中考虑CPICH导频符号。在本发明优选实施例中使用验证(verification)技术，如在摩托罗拉提交给3GPP标准工作组的名为“Verification algorithm for closed loop transmit diversity mode 2(用于闭环发射分集模式2的验证算法)”的著作中说明的，并参考2000年8月22-26日，Berlin Germany TSGR1#15(00)1087。注意到当使用验证技术时，可以使用包含在专用和公共导频符号中的信息组合。在移动站计算这些信道估计和等效信道估计(即包括组5的FIR滤波器和信道响应的效果的组合。)
图4所示移动站分别包括用于阵列4各接收天线的解扩和解扰单元18和19，在此考虑由信道引入的各个延迟以及在传输中使用的FIR滤波器组5的各个系数解扩和解扰接收的信号。这些操作是在接收天线和指状元件基础上实现的。一个指状元件和一个延迟(包括由于组5各FIR滤波器的复系数造成的延迟以及由于多径信道造成的各延迟)有关。注意到推荐的指状元件的数目R等于Q+F-1，其中Q是非空路径(Q≤L)的数目，但如果考虑更多相关指状元件，该数目可以更少，而不会显著恶化。单元18和19的输出是符号的R组复制。解扩和解扰之后，各符号的R个复制被馈入最大比例组合器20和21(每个对应一个接收天线)，该组合器根据选定标准组合它们，例如本实施例中的最大比例合并。用于最大比例合并的系数由直接从天线阵列4接收信号的信道估计单元22提供。从最大比例组合器20和21得到的数据然后在加法单元23中相加(这对应天线上的和)，并提供到解码块24。解码块24执行和编码块12相反的操作，然后输出估计的数据。
在移动单元的块25中使用来自单元22的信道估计执行加权优化和选择。在本发明的优选实施例中，使用编码本(或查找表)，如在摩托罗拉提交给3GPP标准工作组的名为“UE ComplexityConsiderations of Feedback Mode Transmit Diversity(反馈模式发射分集的UE复杂性考虑)”的著作中说明的，并参考1999年3月22-26日，Stockholm TSGR1#3(99)297。如果使用编码本，如下所述，则FIR滤波器的最佳系数组是在给出最高接收功率的编码本中的加权组，P＝wHHHHw。然后在上行链路阶段期间通过移动发射机单元26发送得到的加权组的标识，其相关于反馈条件，例如每时隙的反馈比特数目。注意到，由于可以使用渐进改进技术，可以减少用于最优化的可用加权组，从而考虑先前发送的反馈比特，并且仅有更新信息需要在上行链路上传输。
再次参考图1所示更一般的例子，在解扩之后，当忽略干扰和噪声时，在接收天线阵列2上获得的(L+F-1)-维度信号向量y＝(y1，y2，...，yL+F-1)可以写作：
y＝Hwx 公式1
其中H是数据符号x观察到的等效信道的矩阵。该等效信道是通过各FIR滤波器与未经解相关处理的各天线上的信道进行卷积而得到的。矩阵H有L+F-1行和N×F列，并由以下公式给出：
公式2
在公式1中，加权向量w是长度为N×F的列向量，即
w=(w11,w12,...,w1F,w21,...,wN1,...,wNF)t.]]>理想的最大比例合并RAKE接收机通过应用以下系数组合行向量y的L+F-1个分量：
u=wHHHwHHHHw]]>公式3
其中指数H对应Hermitian转置和共轭向量。这意味着在各发射天线(WCDMA系统中的专用导频符号和公共导频符号)上发送的导频序列被用于估计和发射加权组合的信道系数。注意到在公式3中，向量u是归一化的，从而RAKE接收机输出端的噪声+干扰电平不随信道系数而改变。则RAKE接收机的输出等于：
z=wHHHHwx]]>公式4
如果符号数据功率是归一化的，期望信号的瞬时接收功率等于
P＝wHHHHw 公式5
选择加权向量w，从而在单元范数约束‖w‖＝1下最大化接收功率P，从而总发射功率也归一化。w的解析解，也称为本征滤波器解，是对应矩阵HHH的最大本征值的本征向量(参见Prentice Hall出版的Simon Haykin的“Adaptive filter theory(自适应滤波器原理)”4.4和4.5章)。
在本发明的一个实施例中，例如在FDD WCDMA通信的例子中，该解析解被计算、量化、编码并从接收机传输回发射机(例如基站)。
在本发明的优选实施例中，加权向量w的分量在存储在接收机2的预定值列表中选择(查询表或编码本)，从而得到的向量w至少近似地最大化接收功率，在发射机1存储对应列表。各个预定值可以是幅度值和相位偏移的组合αexp(j)，或仅仅是相位偏移exp(j)(除了发射功率归一化)。相位偏移的潜在候选组例如是
然后编码定义选定向量w的索引，并根据预定速度(例如每时隙1比特)发送回FDD方案的发射机1，发射机在自己的列表中选择对应向量。在此例中，这意味着各个加权向量w都被编码为两比特。注意到，在发射机和接收机都可以使用渐进改进技术。方法和量化参数的选择取决于所需的服务质量(误比特率BER，误帧率FER，容量，C/I要求，反馈速度，信道条件...)。
当可以假定信道互易时，例如在TDD系统中，可在发射机完成解析解和量化处理，不需要来自接收机的任何反馈。
在本实施例的优选实现中，每FIR滤波器在阵列3的各发射天线上的系数数目被选择为和信道长度相等，即等于该信道多径总数L。发现此数目的系数代表性能和复杂性之间的折衷。
图5表示FIR滤波器中抽头(抽头间隔Tc，Tc是码片周期)数目的影响的仿真，此时各天线上的多径信道由各自能量0.6、0.3、0.1并分别延迟0，2，3Tc的3个抽头组成。可以看出FIR滤波器系数数目的增加导致TxAA系统性能的改进：和每天线上单个加权比较，各天线上具有4系数FIR滤波器，可以获得2.3dB增益。把系数数目增加到12，可以额外获得0.9dB增益。然而，可以看出存在饱和效果：实际上具有12系数FIR的TxAA系统获得实质上和具有10系数FIR的TxAA系统相同的性能，虽然它更复杂。因此值得考虑复杂性(即FIR系数数目)和性能之间的折衷。
根据另一个优选实施例，例如FDD系统，由于接收机和发射机之间的信令数量取决于各FIR滤波器中系数数目F，期望最小化该数目，特别是当考虑具有大延迟扩展的信道时。例如，我们考虑由对应各个延迟q1Ts，q2Ts，...qQTs的Q个非空路径(Q≤L)组成的信道，其中qi∈[qi-1，qi+1]，i＝2，...，Q-1，0≤q1＜qQ＝L-1(qi是整数值)。以上描述的方法导向在各个天线上的L系数FIR滤波器，如果L大即使Q小，也会相对复杂。为了有效解决复杂性和性能之间的问题，可将该数目减少到Q抽头，即仅选择信道中不可忽略的或相关的路径作为发射天线和接收天线之间多径轨迹数目的函数。这些抽头不必间隔TS，但在对应延迟0，TS，2TS，...，(L-1)TS(不是根据幅度而是延迟)的L系数位置之中选择。这等效于考虑了具有L-Q个空分量的向量wn，n＝1，...，N。
我们表示wn(Q)是通过从向量wn删除空分量获得的Q维向量。优选实施例导向了写为w(Q)＝(w1(Q)，w2(Q)，...，WN(Q))t的最大接收能量，在对应涉及反向信道滤波器的延迟的位置处，在wn中选择非空系数的位置，即位置
0，qQ-qQ-1，...，qQ-q1 公式6
通过删除矩阵H中对应w中空系数的列而获得用于功率最大化(比较公式5)的具有Q×N列和L+F-1行(即2L-1)的新矩阵G。得到的FIR系数向量w(Q)是对应矩阵GHG最大本征值的本征向量分量。关于这些系数延迟的位置由公式6给出。
选择FIR滤波器抽头位置，计算系数并从移动站提供反馈到基站的优选方法显示在图6中。在第一步骤27，基于上行链路信道估计设定在基站的FIR滤波器的抽头位置(即延迟)。在第二步骤28，移动站的加权选择和更新单元16从下行链路信号导频计算用于各指状元件的GHG，并在第三步骤29，移动站通过上行链路反馈(FB I)字段反馈量化信息w(Q)(幅度和相位)到基站，以校正抽头位置和FIR系数。
作为例子，我们考虑具有位于0，2TC，3TC的Q＝3非空路径的多径信道，其中TC是码片持续时间(在此例子中为简化起见，TS＝TC，L＝4)。还假定该系统包括N＝2个发射天线以及M＝1个接收天线。最后，在各FIR滤波器的系数数目假定等于4(即F＝4)。对应矩阵H由公式7给出：
H=h11000h210000h11000h2100h130h110h230h210h14h130h11h24h230h210h14h1300h24h23000h14h1300h24h23000h14000h24]]>公式7
对应矩阵HHH最大本征值的本征向量
w=(w11,w12,w13,w14,w21,w22,w23,w24)]]>导向应用系数到各个FIR滤波器。
如果假定各FIR滤波器中仅Q＝3个系数是非空的，并处于如上所述位置(即对应延迟0，TC，3TC)，则得到的矩阵G由以下公式给出
G=h1100h21000h1100h210h1300h2300h14h13h11h24h23h210h1400h24000h1300h2300h1400h24]]>
对应矩阵GHG最大本征值的本征向量w=(w11,w12,w14w21,w22,w24)]]>导向应用系数到各个FIR滤波器。
我们考虑另一个例子，通过位于0，10TC和11TC的Q＝3个相关路径的多径信道。则两个建议的方案考虑具有每天线L＝12个系数的FIR滤波器或具有每天线Q＝3个定位好的系数的FIR滤波器。如果假定使用2个量化比特确定一个系数，则用第二方法，反馈总量可用4除(在第一例子中为24比特，第二例子中仅6比特)。
图7表示仿真，和图5用本发明实施例获得的性能类似。可以看出，该简化(即各个天线上各FIR滤波器Q个系数而非L)仅导致0.5dB损失，仍能相对于原始Tx AA方案在两个发射天线获得高于2.5dB的增益(当不量化时)。还应注意到，可如上所述将量化、验证、渐进改进技术以及反馈应用到本实施例。