降低失真的校准 【技术领域】
本发明总体上涉及无线通信设备，并且更具体地涉及一种用于无线通信设备中的降低失真的校准电路的系统和方法。
背景技术
随着服务提供商增加越来越多的附加特性和技术性能，无线通信系统正在增加。大量服务提供商现在占据着相当有限部分的射频谱。由于这种拥挤，两个无线通信系统之间的增加的干扰是平常的。例如，来自于两个不同的服务提供商的无线通信系统可以占据相邻部分的频谱。在这种情况下，可能发生干扰。
这种干扰的一个例子发生在码分多址(CDMA)无线系统中。在一个实施例中，CDMA系统占据与分配给常规蜂窝电话系统的频谱部分相邻的频谱部分，该电话系统有时被称为高级移动电话系统(AMPS)。
常规的CDMA单元尝试通过在混频级后增加一个滤波器来消除不期望的信号。图1说明了一种直接到基带(direct-to-baseband)或者低IF无线系统10的已知实现，在该系统中，将射频(RF)级12耦合至天线14。将RF级12地输出耦合至用于放大射频信号的放大器16。应该注意的是，RF级12和放大器16可以包括常规的元件，诸如放大器、滤波器等。这些级的操作是人们所熟知的，因而在此不需要进行更详细的叙述。
将放大器16的输出耦合至分路器18，分路器18将经过处理的信号分成两个相同的信号，以便由混频器20进行附加的处理。分路器18可以是一个电子电路，或者仅仅是其最简单的形式-接线连接。混频器20分别包括第一和第二混频器核心22和24。混频器22和24在本质上是一样的，但是接收不同的本机振荡信号。混频器核心22接收一个指定为LOI的本机振荡信号，而混频器核心24接收指定为LOQ本机振荡信号。本机振荡信号相互之间有90°的相位差，从而形成一个正交混频器核心。将混频器20的输出耦合至抗电气干扰滤波器级26上。更特别地，将混频器核心22的输出耦合至抗电气干扰滤波器28，而将混频器核心24的输出耦合至抗电气干扰滤波器30上。除了来自混频器20的信号之间的正交相位关系之外，抗电气干扰滤波器28和30的操作是一样的。抗电气干扰滤波器28和30的输出分别为正交输出信号IOUT和QOUT。
抗电气干扰滤波器28和30被设计为去除不期望的信号，诸如来自在接近于系统10的操作频率的频率上工作的发射机的信号。因此，将抗电气干扰滤波器28和30设计为去除“带外”信号。在操作中，根据系统10的实现，抗电气干扰滤波器28和30可以是低通滤波器、带通滤波器或复合滤波器(例如，一个具有两个输入和两个输出的单滤波器)。抗电气干扰滤波器28和30的操作也是本领域技术人员所熟知的，在此不需要进行更详细的叙述。尽管抗电气干扰滤波器28和30可以使“带外”信号的影响最小，但是还有抗电气干扰滤波器不能发挥作用的其他形式的干扰。
例如，混频器20产生的失真产物可能导致抗电气干扰滤波器28和30可能消除不了的干扰。如果考虑单个CDMA无线单元，则将频谱中的一个特定射频或信道分配给该单元。如果AMPS系统正在以相互间隔频率ΔωJ的多个信道上进行操作，则来自于混频器20的二阶失真将在输出信号中在频率ΔωJ产生一个分量。应该注意的是，来自于混频器20的二阶失真将在两个电气干扰频率的和与差的频率上产生信号分量。然而，由电气干扰频率的和导致的信号超出无线设备的操作频率很多，因而不导致干扰。然而，在此指定为ΔωJ的差信号，可能正好在所需的信道中，并因而与所需信号之间产生显著的干扰。
在这种情形下，因为AMPS信号产生了干扰并且因此干扰所需的CDMA信号，所以AMPS信号被认为是一种电气干扰信号。尽管在本例中将AMPS称为电气干扰信号，但是本领域的技术人员应当理解可以将任何其它相互间隔频率ΔωJ的射频源认为是电气干扰源。
如果二阶失真信号在信道带宽内，则抗电气干扰滤波器28和30将无效，并且总干扰可能产生不可接收的载波噪声比的损耗。应该注意的是，这种干扰可以与电气干扰信号的绝对频率无关地发生。如果二阶失真导致将不期望的信号引入CDMA单元的信道带宽中，则只有频率间隔是重要的。
存在规定了在无线通信系统中所允许的更高阶失真等级的工业标准。用于测量线性的常用测量技术称为参考输入的截获点(IIP)。二阶失真，称为IIP2，表明二阶信号的输出功率截获一阶信号时的截获点。在本领域中众所周知，可以将一阶或初级响应标示在输出功率(POUT)对输入功率(PIN)的曲线图中。在线性系统中，一阶响应是线性的。也就是说，一阶功率响应在双对数座标图上具有1∶1的斜率。二阶失真产物的功率在双对数座标图上产生2∶1的斜率。然后二阶曲线的外推将与基本或线性曲线的外推相交。将那个截获点称为IIP2。IIP2值尽可能大是可取的。IIP2值的规范和工业标准可能随无线通信系统变化，也可能随时间变化。无需在此讨论IIP2的具体值。
应该注意的是，在此所讨论的二阶失真是使用图1所说明的直接下变频结构时发生的更严重的问题。在常规的超外差接收机中，将RF级12连接至一个中频(IF)频级(图中未示出)。该IF级包括可以轻易地消除低频失真产物的带通滤波器。这样，二阶失真不是超外差接收机的严重问题。因此，通常不难达到超外差接收机的IIP2规范。然而，如果使用直接下变频接收机，如图1所描述，则任何滤波都必须在基带频率上进行。因为二阶失真产物以频率间隔ΔωJ产生而与电气干扰频率的绝对值无关，所以对于直接变频接收机体系结构而言IIP2要求一般很高。在直接下变频接收机体系结构中，IIP2要求通常是单个最难实现的参数。
如上所述，二阶失真通常是混频器20中非线性的结果。有多种因素导致混频器20中的不平衡，诸如，设备失配(例如，混频器核心22和24的失配)，本机振荡器的阻抗，和阻抗失配。此外，诸如本机振荡器占空度的因素对二阶失真也具有很大影响。因此，对于任何给定的单元，为特定无线通信设备选择的分立电路元件和电路元件的独特组合导致IIP2值的不可预知性。因此，需要对分立单元进行校准以实现IIP2规范。
因此，可以理解非常需要一种将不期望的失真产物降至一个可接受水平的无线通信系统和方法。本发明提供这种优势和其他优势，从以下详细描述和附图中，这些优势将是明显的。
【发明内容】
为了降低失真的校准公开了新颖的技术。在一个示范性实施例中，在无线通信设备中使用的降低失真电路具有一个射频(RF)接收机，并包括一个增益级和一个输出端，该增益级具有一个耦合至接收机的输入端，增益级控制与接收机中二阶非线性响应有关的输出信号的振幅。输出耦合电路将增益级的输出耦合至接收机。
在一个实施例中，增益级振幅控制以接收机中二阶非线性响应的振幅为基础。与接收机中二阶非线性响应有关的信号可由接收机中的电路固有地产生，或可由耦合至接收机的平方电路产生。
当输出耦合电路与一个产生下变频输出信号的RF接收机一起实现时，该输出耦合电路可包括一个具有第一和第二输入端的加法器，将第一输入端配置为从接收机接收输出信号，将第二输入端配置为接收增益级输出信号。增益级可产生一个与接收机内二阶非线性响应有关的输出电流。输出耦合电路可直接连接至接收机的下变频输出信号上。
在一个实施例中，该电路用于因子校准中，其中接收机产生一个下变频输出信号，并且被配置为接收外部输入信号以允许调节增益级从而使接收机输出信号的二阶非线性响应最小。
在另一个实施例中，在无线通信设备中可使用一种自动校准电路，其中，信号源生成测试信号，并且可以选择性地激活一个开关以便将信号源耦合至接收机的输入终端，将测试信号耦合至接收机的输入终端，从而允许对接收机进行降低失真调节。
可在自动校准模式下有选择地激活开关电路，或者在预定的时间激活开关电路。
在一个实施例中，信号源包括一个内部信号发生器。内部信号发生器可生成具有多个频率分量的测试信号，这些频率分量具有预定频谱间隔。在另一个实施例中，无线通信设备包括一个RF发射机，并且该电路可还包括一个发射机控制器以便控制至发射机的输入信号，并且在自动校准处理期间被有选择地激活以生成测试信号。在一个实施例中，该电路还可包括一个耦合至发射机输出终端的衰减器，以便生成衰减的输出信号作为测试信号。
【附图说明】
图1是常规无线通信接收机的功能框图；
图2是本发明一般实现的功能框图；
图3是说明本发明的一种实现的接收机混频器的功能框图；
图4是说明本发明一种可能实现的示意图；
图5是本发明的一种可替代实现的功能框图；
图6是本发明的另一种可替代实现的功能框图。
【具体实施方式】
本发明针对于简化单个无线通信设备校准过程的校准电路和方法。术语“无线通信设备”包括但不限于：蜂窝电话、个人通信系统(PCS)设备、无线电话、移动单元、基站、卫星接收机等。在一个实施例中，校准电路用于在装配时补偿元件中的变化。而在此也描述的另一个实施例中，可以使用一个板上(onboard)校准电路以便补偿由于电路老化或电路操作参数的其它变化造成的元件失配。
IIP2的性能是直接变频下变频器中的主要挑战。所需的IIP2值通常是非常高的，而且实际性能往往难以预料，因为它几乎只能用统计现象来确定。也就是说，元件失配趋向于一个统计现象。由于集成电路的处理变化，甚至是集成电路上的所谓“失配”元件也经受操作特性的变化。类似地，外部元件也经受不可预料的并且在设计射频(RF)电路时不能轻易解决的变化。
现在有一些用于抑制IIP2失真的已知技术，但是这些处理趋于复杂，或引入新的激励(即，不需要的频率分量)，并且需要改变频率规划(即重新分配频谱)。另外，这些已知技术干扰RF通路，并且会降低其它RF参数，诸如噪声系数和IIP3。结果，这些已知电路导致更复杂的电路、增加的成本和下降的性能。
相反，本发明使用了一种依赖于在电话层次上的一次校准的前馈技术。本发明的电路被设计为使其不会干扰RF通路，并且因此能够独立于IIP2为其它RF性能参数(例如，噪声系数和IIP3)优化RF通路。所有校准都工作在便于设计和布线并降低功率消耗的基带频率上。
如前所述，在直接变频接收机体系结构(即，零IF或低IF体系结构)中，二阶非线性失真是显著的问题。当外差接收机体系结构也产生二阶失真时，可使用其他常规技术来消除不希望的非线性失真。例如，仔细选取IF频率然后进行IF滤波，在外差接收机中一般可以将二阶非线性失真降低至可接受的水平。尽管这里的讨论使用低IF或零IF例子，但是可将本发明的原理应用到其他接收机体系结构中，包括外差接收机。
另外，这里的描述可涉及由低IF或零IF混合而导致的基带信号。然而本发明的原理一般应用于由混频器产生的下变频信号上。因此，本发明不受接收机体系结构的限制，而是可以通用于任何具有二阶非线性失真的下变频信号。
本发明可具体实施在系统100中，功能框图2中示出该系统的一种示范性形式。系统100处理在图2中以电压VRF的形式表示的RFin信号。RFin信号由常规RF块102处理。RF块可以包括放大器、滤波器等等。另外，RF块典型地包括一个混频器，诸如图1中描述的混频器20，以便将RF信号转换成一个基带信号。如图2所示，基带信号包括标识为iBBdesired+iIM2的分量。这用于表示期望的基带信号与由RF块102中二阶失真产生的不期望信号的组合。
系统100还包括一个补偿支路104，其包括平方电路106、低通滤波器108和可变增益放大器(VGA)110。平方电路106提供电压VRF的平方形式。本领域技术人员将认识到，平方电路会在多个频率产生大量不期望的谐波。将低通滤波器108设计为用于消除不期望的频率，使得补偿支路104不会产生不期望的干扰。VGA 110用于对在图2中以iIM2cal表示的补偿信号进行衰减或放大。补偿信号iIM2cal通过加法器114与RF块的输出相组合。加法器114的输出是期望的信号ioutBB。如果补偿电流IM2cal等于不期望的信号分量iIM2，则输出信号ioutBB等于期望信号iBBdesired。
如图2所示，IM2校准方案依赖于用从另一个源获得的可编程IM2电流来消除由RF块102产生的IM2输出流。在本例中，可编程补偿电流直接从RF信号导出，而不与RF块102中的RF通路相互影响。因而，该技术的优点是它不会干扰RF通路。因此，IM2校准的引入不会降低其它RF参数，诸如增益、噪声系数和IIP3。
为了由加法器114正确消除不期望的信号，两个IM2电流(即，iIM2和iIM2cal)必须同相或180度异相。由于产生IM2的机理，这正是所期望的，并在以下进行推导。如上所述，RF块102包含常规的元件，诸如混频器20(参见图1)。混频器20产生的IM2电流可以表示为：
iIM2mix(t)＝a2mix·VRF(t)2 (1)
将VRF以极坐标形式表示，并考虑通过混合电路它可能被一些因子αmix减弱，并由一些相位mix产生相移，得到：
iIM2mix(t)＝a2mix·(αmix·A(t)cos(ωRF·t+(t)+mix)) (2)并将其展开，得到
公式(3)所表示的信号的一部分依赖于值2ωRF。公式(3)的这部分对该分析影响很小，因为它是非常高的频率，可以用常规技术过滤掉。然而，低频的部分可能落在所期望的基带信道中。因此，从公式(3)感兴趣的IM2产物是：
iIM2mixLF(t)=12·a2mix·αmix2·A(t)2---(4)]]>
类似地，图2中在VGA 110输出端生成的IM2补偿电流表示为：
iIM2cal(t)=12·acal·A(t)2---(5)]]>
其中，acal是一个可编程的缩放因子。
当
acal＝-a2mix·αmix2 (6)
时，由加法器114实现了IM2的消除。
因此，通过混频器，独立于RF相移mix消除IM2应当是可能的。
在RF块102的一个典型实现中，混频器核心是主要的IM2因素。因此，为了提高IM2源(即，混频器核心)和IM2校准信号之间的跟踪，期望从混频器核心本身导出IM2校准信号。幸运的是，这是很直接的，因为混频器核心的发射节点提供强的二阶非线性。概念上，IM2校准电路能够如图3所示的功能框图实现。为了清楚起见，图3只说明一个单独的混频器核心(即，I混频器或Q混频器核心)。本领域技术人员将理解可根据在此的描述实现一个附加的混频器核心和校准电路。还应该注意，图2的简化功能框图表示一个单端系统，而图3的功能框图则是具有差分输入和差分输出的差分实现。本领域技术人员会意识到也可将本发明原理应用于其它单端或差分系统中。
RF块102包括了一个跨导120，该跨导以差分电压的方式接收输入信号RFin，并生成差分的输出信号，该输出信号通过串联的电阻R和电容C的组合耦合至混频器核心122的输入上。虚线部分表示的跨导120的输出是其它混频器核心(在图中未示出)的输入。电阻R和电容C充当分流器，以便将电流提供给混频器核心122和其它混频器(图中未示出)。将混频器核心122的输入电流，在图3中分别表示为IRF1和IRF2。应该注意的是，RC串联电路对于本发明的成功操作并不是关键。更确切地，RC电路仅仅是分路器18(见图1)的一种实现。本发明不限于分路器18的具体实现。混频器核心122也接收一个差分本机振荡器(LO)作为输入，并且生成一个差分基带输出信号(BB OUT)。
在图3中，使用常规示意图符号来示出混频器核心122。该混频器核心可通过如图3底部所示的晶体管电路使用交叉耦合的晶体管以差分混频器的已知配置来实现。将图3中的各种晶体管的发射极耦合在一起而形成用于接收RF信号的第一和第二输入节点。偏流源IB以一种已知方式使得输入节点发生偏离。在另一个实施例中，跨导120可提供足够的偏流以便能够取消偏流源IB。
图3中说明的混频器核心122中的晶体管组包括第一和第二对晶体管，将这些晶体管的发射极耦合在一起形成混频器核心122的输入节点。混频器核心122的输入节点分别由电流IRF1和IRF2驱动。在图3中混频器核心122输入节点上示出的分别是电压VE1和VE2。本领域的技术人员将理解，晶体管的非线性操作导致输入信号的二阶非线性，该输入信号是混频器核心122的输入节点上的输入信号。非线性成分可由混频器核心122输入节点处的电压VE1和VE2表示。在图3所示出的实施例中，不需要诸如图2中平方电路106的外部平方电路。更确切地，系统100依赖于混频器核心122固有地生成的二阶非线性信号。电流IRF1和IRF2可被认为是一个平方电路(比如，图2中的平方电路106)的输入，而电压VE1和VE2则可以被认为是平方电路的输出。图3中的实施的优点在于平方功能是混频器122本身固有的副产品，并且不需要附加电路(例如，平方电路106)以便产生补偿分支104所使用的平方项。图3示出的实现更进一步的优势，在于混频器核心122自身生成平方信号，而它也是混频器核心内非线性的根源，导致了不期望的IM2信号(图2中表示的iIM2)。因此，图3中由补偿支路104生成的补偿电流可有利地跟踪在混频器核心122内生成的二阶非线性信号。在RF块102中的其它元件也可充当二阶非线性信号源。例如，跨导120就可生成二阶非线性信号。
图3还示出补偿分支104的一个实施。耦合电阻器将RF电流IRF1和IRF2耦合至一个增益级126。将增益级126的输出耦合至一个可调衰减器128，该衰减器生成校准电流IIM2cal1和IIM2cal2。
该校准电流可以表示为：
iIM2cal＝IIM2cal1-IIM2cal2＝α·gmcal·vE＝α·gmcal·a2core·IRF2 (7)这是期望的形式。
用混频器核心122的发射极节点作为IM2源以便校准是合理的，因为，从简化的角度看，能够将混频器核心生成的IM2解释为，由于实现混频器核心所用的晶体管中的失配而在发射极节点处不均匀地泄漏到两个输出端的强IM2信号。如果不存在失配，则因为发射极IM2会均匀泄漏给两边，混频器核心将不会生成任何差分IM2。因此，可以预期，输出IM2将追踪发射极IM2(即，输出IM2可由失配因子乘以发射极IM2给出)。
没有温度依赖的情况下，在以上述公式(7)为特征的校准电流将提供一个适当的校正电流以消除混频器核心生成的IM2。遗憾的是，模拟情况显示这一失配因子是依赖温度的，而且这种依赖关系还取决于失配的类型(例如，发射极阻抗失配给出与基极-发射极电容失配不同的温度特性曲线)。实际应用中，一种类型的失配一般占主导地位，以至于温度依赖是可重复的。因此，期望使α因子具有一个可编程的温度依赖性。因此，可将公式(7)中的α项替换为下面的式子：
α=αcal·(1+βcal·T-T0T0)---(8)]]>
其中αcal和βcal是可编程常数，T是温度，并且T0是执行校准时的温度。
简化示意图4描述一个实现期望的校准功能的电路。其使用一个电流控制DAC设定校准因子，并且使用电流IA和IB设定温度依赖。电路工作如下：
首先，用项IA，IB，Iref和ILF，重写各电流。
IDAC1=12·(1+αDAC)·Iref]]>IDAC2=12·(1-αDAC)·Iref---(9)]]>
Io1A=12·(1+αo)·ILF1]]>Io2A=12·(1-αo)·ILF1]]>
Io1B=12·(1+αo)·ILF2]]>Io2B=12·(1-αo)·ILF2]]>
I2a=12·(1+α2)·IB]]>I2b=12·(1-α2)·IB]]>
观察到I4＝0.5·(IB-IA)，另外推出：
I3a=I2a-I4=12·(1+α2)·IB-12·(IB-IA)=12·(1+IBIA·α2)·IA---(10)]]>
并且，类似地
I3a=12·(1-IBIA·α2)·IA---(11)]]>
应用跨导线性原理，其中电流的某些乘积可等于电流的其它乘积，发现：
Io1A·I2b＝Io2A·I2a，
Io1B·I2b＝Io2B·I2a，
IDAC1·I3b＝IDAC2·I3a (12)
并且根据公式(9)和跨导线性公式(12)提供的定义，可将公式(10)和(11)简化为：
(1+α0)·(1-α2)＝(1-α0)·(1+α2)
(1+αDAC)·(1-IBIA·α2)=(1-αDAC)·(1+IBIA·α2)---(13)]]>
从中可以看到
α0＝α2
IBIA·α2=αDAC---(14)]]>
并且，因此
α0=IAIB·αDAC]]>
所以，IM2补偿电流给出为：
I01-I02＝(Io1A+Io2B)-(Io2A+Io1B)＝(Io2B-Io1B)-(Io2A-Io1A)＝α0·(ILF1-ILF2)
Io1-Io2=gm·vE·αDAC·IAIB---(15)]]>
通过使电流IB成为一个参考带隙的电流，使IA成为带隙的组合并与绝对温度成比例(PTAT)，可实现期望的温度变化。
IA＝IBG·(1-βcal)+IPTAT·βcal
IB＝αB·IBG (16)
IPTAT(T0)＝IBG
这一点可利用可编程的电流镜很容易做到，并且可获得期望的功能：
Io1-Io2=gm·αDACαB·(1+βcal·T-T0T0)·vE---(17)]]>
应当注意到，公式(17)的形式和以上公式(8)相似。因此，图4提供一种补偿分支104的电路实现。还应该注意，增益级126具有差分输入。通过两个电阻将一个输入耦合至混频器核心122的RF输入上(参见图3)。由于混频器核心122中的晶体管的开关电流，通过电阻提供给增益级输入的信号同时包括AC分量和DC分量。信号Vref作为增益级126的第二输入提供。电压Vref具有与混频器核心122所提供信号的DC分量等价的值。这有效地消除了DC分量，并且允许增益级126只放大AC信号。可使用另外一个没有RF输入的混频器并且使用相同本机振荡器(LO)输入来生成电压Vref。混频器的晶体管(图中未示出)与混频器核心122的晶体管相匹配，以便于由混频器核心(图中未示出)生成的DC信号与混频器核心122生成的DC分量相匹配。
由于电路拓扑，必须保证IB＞IA。应将电流IB设定得足够大以保证这一点。这可通过上述αB电流镜比率达到。
如前面所讨论的那样，混频器核心122(参见图3)中的元件失配是IM2失真的一个重要原因。应当考虑的IM2失真的另一个原因是混频器核心122中的RF-至-LO耦合。由于设备电容失配等原因，一个衰减的RF信号可能被耦合至LO端口上。这个信号将与输入RF电流iRF(t)成一定比例，并且可能相移了φleak量。
在LO端口上，可具有以下形式的信号分量，
vRFleakLO(t)＝γleakI(t)cos(ωRFt+φ(t)+φleaej) (18)
其中I(t)和φ(t)是iRF(t)(即，iRF(t)＝I(t)cos(ωRFt+φ(t)))的极坐标表示。
混频器核心122会生成LO端口上的RF信号与输入RF信号之间的混合产物。因此在混频器输出获得以下信号分量：
iout_leak＝kmixvRFleakLO(t)iRF(t) (19)
其中kmix是混频器核心的转换增益。展开上表达式，得到：
iout_leak(t)=kmixγleakI(t)cos(ωRFt+φ(t)+φleak)I(t)cos(ωRFt+φ(t))]]>
=12kmixγleakI(t)2(cos(φleak)+cos(2ωRFt+2φ(t)+2φleak))---(20)]]>
根据前面的分析，公式(20)的高频分量可用常规滤波技术轻易地去除，不需要进一步地考虑。然而，有必要考虑的是公式(20)的低频部分，将其可如下表示：
iout_leakLF＝aleakI(t)2 (21)
其中，aleak=12kmixγleakcos(φleak).]]>
很明显，aleak是一个常数。因此，还可用如上所述的校准方法对RF-至-LO泄漏导致的IM2进行校正。然而，尽量避免RF-至-LO泄漏还是可取的。这一点可以通过保证在RF频率在LO端口上有低源阻抗(例如，使用发射极跟踪器来驱动混频器LO端口)来最有效地实现。
因为由于元件变化和制造过程，IM2本质上是统计出来的，所以各无线通信设备都需要唯一的校准电流值。在一种实现中，工厂测试过程中作为组装过程的最后部分，调节补偿分支104。上面所叙述的过程在无线通信设备中为IM2电流提供足够的校正。
在另一实施例中，无线通信设备可包括一个附加电路以提供自备的自动校准。无线设备能够以规定的间隔自动地执行自动校准处理。图5功能框图示出一个自动校准电路。图5功能框图包括一个天线140和一个双工器142。本领域技术人员将理解，双工器142允许一个普通天线既用于发射也用于接收RF信号。将双工器142的输出耦合至低噪放大器(LNA)144上。将LNA 144的输出耦合至接收机146上。本领域技术人员将理解，接收机146一般描述涉及处理接收信号的所有电路。这包括RF块102和其相关元件。
将接收机146的输出耦合至一个移动台调制解调器(MSM)148上。MSM 148一般表示用于对基带信号进行信号处理的电路。MSM也处理基带数据以便发送。相应地，也将MSM 148耦合至一个发射机150。希望发射机150包括将基带信号调制到适当RF信号中涉及的所有电路。将发射机150的输出耦合至一个功率放大器(PA)152上。PA 152通过双工器驱动天线140来发射RF信号。电路元件(诸如MSM 148)以及发射机150的操作在本领域都是熟知的，这里不必进行更详细的描述。接收机146，除了增加了补偿分支104的电路(参见图2)之外，也是一个常规的部件。
因为CDMA是全双工系统，发射机150可与接收机146同时工作。本发明通过使用发射机150利用了这种能力，来生成要在其上执行IM2校准的测试信号。图5示出的简化体系结构利用以下事实的优点，IM2失真不依赖于信号的绝对频率而仅仅依赖于信号的频率间隔。如果将PA152和LNA144关闭，则发射机150能够生成一个信号，该信号通过半导体开关156和158直接送到接收机146。来自发射机150的输出信号由电阻衰减器160衰减。
接收机146处理接收到的信号，并且由接收机生成的IM2失真导致基带失真产物。MSM 148能够通过调节IM2校准以探测和最小化失真产物。本领域技术人员可以理解，可将图5的校准电路与任何形式的补偿电路一起使用。因此，自动校准电路不限于上述补偿技术。例如，能够将图5的自动校准电路用于补偿噪声系数、电路增益、线性、IM3信号和IM2信号。另外，除了图2至图4所述电路之外，图5的自动校准电路还可用于不同形式的IM2补偿。这样，本发明不限于补偿电路的具体形式。
由发射机150生成的主要信号落入基带滤波器(图中未显示)的阻带区，并且因此在基带区没有贡献任何功率。因此，由MSM 148检测到的功率仅仅是IM2失真产物和电路噪声。因此，MSM 148能够基于简单的功率测量执行IM2校准。
在图6说明的另一可选实施例中，在接收机内的内部信号源162生成期望的测试信号。在示范性实施例中，信号源162生成一个包括至少两个频率分量的信号，该等频率分量间隔预定频率。正如前面讨论的那样，无线接收机可以对以频率ΔωJ间隔的信号敏感。
由一个开关164将信号源162耦合至接收机146的输入上。只有当系统100在自动校准的模式下时，才激活开关164。自动校准能够在预先设定时间执行，诸如当第一次接通无线通信设备电源时。另外，能够以预定时间间隔周期性地执行自动校准。
应当理解，即使已经在前面叙述了本发明的各种实施例和优点，上述公开仅仅是示意性的，细节上可做变动，而仍然在本发明广泛的原理范围下。因此，本发明仅仅受到所附权利要求的限制。