用于操作 HID 放电灯的电路结构 技术领域 本发明涉及用于操作气体放电灯尤其是高压气体放电灯的电路结构， 该电路结构 被用在相应的气体放电灯的电子镇流器中。 高压气体放电灯与低压气体放电灯的区别尤其 在于， 它需要较高的点亮电压点亮电压并且其色温随当时输入的灯功率而变。后一种性能 造成高压气体放电灯很难调光或无法调光。 相反， 为了获得高压气体放电灯的色温， 必须通 过相应的调节来恒定保持供给各灯的能量。 高压气体放电灯的电子镇流器据此一方面必须 产生高的点亮电压， 另一方面， 提供保持供给灯的功率恒定的可能性。
背景技术
已知的用于高压气体放电灯的电子镇流器依据包括四个可控电子开关的全桥电 路。以下将结合图 4 来说明原理， 其中图 4 所示的电路例如从 WO-A-86/04752 中知晓。
如上所述， 为了控制气体放电灯 EL 尤其是高压气体放电灯， 该已知电路包括具有 四个可控开关 S1-S4 的全桥， 这些开关按照上述文献尤其由双极晶体管构成双极晶体管。 在该全桥的电桥支路中， 接有一个由一个线圈 L1 和一个电容 C1 构成的串联谐振回路， 其中 待控的气体放电灯 EL 与电容 C1 并联布置。全桥将接受直流电压 U0。自振荡二极管与所述 开关或者说晶体管 S1-S4 并联， 但为了简明起见而在图 4 中未示出自振荡二极管。为了操 作气体放电灯 EL， 在 WO-A-86/04752 中提出， 在第一操作阶段中接通可控开关 S4 并且断开 可控开关 S2 和 S3。 此外， 在该第一操作阶段中， 该可控开关 S1 以较高的脉冲定时频率被交 替通断在开关 S1 的接通期间内直流电流流过可控开关 S1、 线圈或者说扼流圈 L1、 气体放电 灯 EL 和在该操作阶段中总是接通的可控开关 S4。通过断开晶体管 S1， 电流流动被中断并 且在线圈 L1 中原先通过电流流动建立的磁能被转换为电能， 该电能提供反电压， 该反电压 在下次开关 S1 接通时刻之前都保持电流在相同方向上流过气体放电灯 EL， 在这里， 存储在 线圈 L1 中的能量逐渐消失。通过重新接通开关 S1， 重新接通上述的电流回路， 从而上述的 过程重复。在可控开关 S2 和 S3 此时长期断开而可控开关 S4 长期接通且可控开关 S1 被高 频交替通断的第一操作阶段中， 电流总是在相同方向上流过气体放电灯 EL。这导致气体放 电灯 EL 在其操作中闪烁较弱并且可能有较高的亮度。但在长期以直流电压 U0 工作时， 在 气体放电灯 EL 的电极区内可能聚集了沉积， 这是由总在相同方向上流动的电子流动造成 的。为了避免这种沉积， 气体放电灯 EL 被反复低频变极， 从而在第二操作阶段中， 现在开关 或者说晶体管 S1、 S4 被长期断开而可控开关 S3 被长期接通。此外， 在第二操作阶段中， 可 控开关 S2 被高频交替通断， 从而原则上出现了与在上述第一操作阶段中一样的工作方式， 但在这里， 在第二操作阶段中， 流过气体放电灯 EL 的电流是反向的。
总之可以据此确定， 图 4 所示的全桥原则上以直流电压 U0 工作， 但是， 通过在电 桥对角线 S1-S4 或者 S2-S3 之间低频变极， 即通过在上述两个第一和第二操作阶段之间的 低频切换， 给气体放电灯 EL 和扼流圈 L1 供应低频交流电流， 其频率对应于变极频率。在 这两个操作阶段中， 可控开关 S1 或者可控开关 S2 被高频交替通断。用以交替通断可控开 关 S 或者 S2 的脉冲频率和低许多的变极频率之间的数值比应该选择尽量大， 例如可以等于1000 ∶ 1。扼流圈或线圈 L1 的尺寸越小， 该比例越大。因为可控开关 S1 或 S2 的高频切换， 产生相应高频的流过扼流圈 L1 的电流。用于限制灯电流的扼流圈的尺寸因此可以设定为 比低频电流将流过它时的尺寸。
图 4 所示的气体放电灯 EL 的点亮借助由扼流圈 L1 和电容 C1 构成的串联谐振回 路来实现， 其中为了点亮而需要以这样的频率操作该气体放电灯 EL， 该频率接近该串联谐 振回路的谐振频率。如果是这样的情况， 则在气体放电灯 EL 上出现电压升高， 其导致气体 放电灯点亮。
EP-A2-0740492 公开了一种电路结构， 用于点亮和操作气体放电灯尤其是高压气 体放电灯。 为了点亮或者说操作气体放电灯， 在此文献中提出， 在第一操作阶段中借助相应 控制电路互补地以较高频率来控制该全桥的布置在电桥对角线中的可控开关 S1、 S4 或者 S2、 S3， 直到气体放电灯点亮。随后， 控制电路切换到第二操作阶段 ( 正常操作阶段 )， 在此 操作状态中， 控制电路以较低频率互补地控制该全桥布线的可控开关 S1-S4。另外， 根据该 文献， 采用了一个调整机构， 它在输出侧如此通过电容与该全桥耦合， 即该全桥与电容并联 布置。 该调整机构另外用于全桥的电压供应并且尤其是调整供给气体放电灯的功率。 为此， 测量施加在调整机构的输出端子上的电压以及瞬间流动的电流， 使相应的值相乘并且将得 到的实际值作为灯功率的实际值供给该调整机构。 上述的控制电路与该调整机构连接并且 规定了调整机构输出功率的额定值， 在这里， 该控制电路尤其是在上述第一操作阶段 ( 起 动操作阶段 ) 中提高额定值， 从而能给全桥的调整机构供应较高的输出功率。气体放电灯 的点亮可以通过点亮装置来实现， 该点亮装置与设在电桥支路中的电感 L1 耦合。或者， 该 气体放电灯可以通过采用图 4 所示的且与气体放电灯 EL 并联的电容 C1 来点亮， 该电容与 该电感 L1 构成一个串联谐振回路。
另一个用于点亮和操作气体放电灯尤其是金属卤素高压气体放电灯的电路结构 由 GB-A-2319677 公开并且如图 5 所示。该电路结构也包括四个布线连成一个全桥的可控 开关 S1-S4， 它们可以由双极晶体管或者场效晶体管构成。 在该全桥电路的电桥支路中有一 个气体放电灯 EL 以及由一个电感 L1 和一个电容 C1 构成的串联谐振回路。为了起动即点 亮该气体放电灯 EL， 该全桥借助相应的控制电路以较高频率工作， 该控制电路能通过相应 的电桥驱动器单独控制独立的可控开关 S1-S4， 该频率可处于 20-40kHz 范围。尤其是如此 选择该高频， 即它接近由该电感 L1 和电容 C1 构成的该串联谐振回路的谐振频率， 从而气体 放电灯 EL 在一定时间后点亮。气体放电灯 EL 的点亮例如可以通过监测灯电流或通过监测 灯亮度来掌握。一旦发现气体放电灯 EL 点亮， 该全桥可以切换到尤其可以在 50-200Hz 的 低工作频率， 以便操作该灯。如图 5 所示， 由该文献公开的电路结构还包括一个称为点亮变 压器或自耦变压器的变压器， 其初级绕组 L2 与该串联谐振回路的电容 C1 串联布置， 而次级 绕组与气体放电灯 EL 串联。具有电感 L2 和 L3 的该变压器用于在出现流过电容 C1 的电流 时 ( 尤其是在施加高点亮频率时就是这种情况 ) 在次级线圈 L3 中产生增大的电压， 该增大 的电压被施加到气体放电灯 EL。通过这种方式， 气体放电灯 EL 的点亮和操作可被简化。
图 5 所示的电路结构采用了自耦变压器， 该变压器的初级绕组 L2 与串联谐振回路 电容 C1 串联且其次级绕组 L3 与气体放电灯 EL 串联， 但是， 这样的电路结构的缺点是， 流过 全桥的波形电流也被增大并且相应地不利影响到灯电流。由 EP-A2-0740492 公开的且同样 如上所述的电路结构确实实现了供给全桥的功率的调整或者说保持恒定， 但是为此需要相对多的元件， 因此该电路结构相对复杂和昂贵。
DE19916879A1 公开了一种用于操作高压气体放电灯 (HID 灯 ) 的电路结构， 如从该 申请的图 1- 图 3 所述。此时， 多个可控开关 S1、 S2、 S3 和 S4( 见图 1) 被如此脉冲定时， 即 其中一个电桥对角线 S1、 S4 或者 S3、 S2 被交替起动。此时， 每个电桥对角线由一个高频脉 冲开关和一个低频脉冲开关组成。
此外， 当在电桥支路中流动的电流 iL2 已经达到下换向点即最小值时， 高频脉冲 开关总又被接通。
此外， DE19916878A1 公开了， 若电桥支路电流在规定时间后还未达到其最小值， 则 除了高频脉冲开关被断开之外， 一个起动的电桥对角线的低频脉冲开关也被断开。
本发明现在基于附加断开低频脉冲开关的设想并且如此改进该原理， 从而足以满 足对现代电路技术的要求。 发明内容
根据本发明， 上述任务将通过独立权利要求的特征来完成。从属权利要求分别描 述本发明的优选有利的实施方式。根据第一方面， 本发明提出一种用于操作气体放电灯的电路结构， 它具有全桥电 路， 在该全桥电路上施加有直流电压 Uo 并且包括四个可控开关 S1-S4， 气体放电灯 EL 布置 在一个电桥支路中， 该电桥支路将第一开关 S1 和第二开关 S2 之间的节点连接到第三开关 S3 和第四开关 S4 之间的节点， 电路结构还具有控制电路 1， 该控制电路交替起动两个电桥 对角线之一， 这两个电桥对角线各由高频脉冲开关和低频脉冲开关构成， 其中该控制电路 总是在测量信号满足再接通条件时接通一个电桥对角线的高频脉冲开关， 其中当用于高频 脉冲开关的再接通条件尚未被满足时， 也在高频脉冲开关断开后的规定时间 T2 后断开同 一电桥对角线的低频脉冲开关图 2b， 以便快速降低电桥支路电流， 其中该低频和 / 或高频 脉冲开关的接通在时间上延迟地在高频脉冲开关的再接通条件出现之后进行。
根据本发明的另一个方面， 提出一种用于操作气体放电灯尤其是高压气体放电灯 的电路结构， 它具有全桥电路， 在该全桥电路上施加有直流电压 Uo 并且包括四个可控开关 S1-S4， 其中气体放电灯 EL 布置在一个电桥支路中， 该电桥支路将第一开关 S1 和第二开关 S2 之间的节点连接到第三开关 S3 和第四开关 S4 之间的节点， 还具有控制电路， 该控制电路 交替起动两个电桥对角线之一， 两个电桥对角线各由一个高频脉冲开关和一个低频脉冲开 关构成， 其中该控制电路 1 总是在一个测量信号满足再接通条件时接通一个电桥对角线的 高频脉冲开关， 其中当至此尚未满足用于高频脉冲开关的再接通条件时， 该控制电路还在 高频脉冲开关断开之后的规定时间 T2 后也断开同一电桥对角线的低频脉冲开关， 以便可 以快速降低该电桥支路电流。
该低频脉冲开关的附加断开时刻和 / 或随后的接通时刻可以外部调节和 / 或通过 控制电路自适应调节， 即根据事件来调节。
低频和 / 或高频脉冲开关的接通时刻可以尤其是在这样的时段内， 该时段的起点 是进入高频脉冲开关的再接通条件。
该 时 段 可 以 优 选 是 高 频 脉 冲 开 关 的 再 接 通 条 件 出 现 后 至 迟 3μS、 优选是 300nS-2.5μS 结束。当灯电压或输出电压在规定阈值下时， 低频脉冲开关的接通时刻可以在高频脉冲 开关接通后。
本发明还涉及气体放电灯操作方法， 该气体放电灯具有全桥电路， 在该全桥电路 上施加有直流电压 (Uo) 并且包括四个可控开关 (S1-S4)， 一个气体放电灯 (EL) 布置在一 个电桥支路中， 它将第一开关 (S1) 和第二开关 (S2) 之间的节点连接到第三开关 (S3) 和第 四开关 (S4) 之间的节点， 其中这两个电桥对角线之一被交替起动， 两个电桥对角线各由一 个高频脉冲开关和一个低频脉冲开关组成， 当一个测量信号满足再接通条件时， 一个电桥 对角线的高频脉冲开关总是被接通， 并且当至此尚未满足用于高频脉冲开关的再接通条件 时， 同一电桥对角线的低频脉冲开关在高频脉冲开关断开之后的规定时间 (T2) 后也被断 开， 以便可以快速降低该电桥支路电流， 低频和 / 或高频脉冲开关的接通在时间上 ( 有意识 延迟 ) 在高频脉冲开关的再接通条件出现之后进行。
本发明此外涉及气体放电灯操作方法， 该气体放电灯具有全桥电路， 在该全桥电 路上施加有直流电压 (Uo) 并且包括四个可控开关 (S1-S4)， 一个气体放电灯 (EL) 布置在一 个电桥支路中， 它将第一开关 (S1) 和第二开关 (S2) 之间的节点连接到第三开关 (S3) 和第 四开关 (S4) 之间的节点， 其中这两个电桥对角线之一被交替起动， 两个电桥对角线各由一 个高频脉冲开关和一个低频脉冲开关组成， 该控制电路 (1) 总是在一个测量信号满足再接 通条件时接通一个电桥对角线的高频脉冲开关， 并且当至此尚未满足用于高频脉冲开关的 再接通条件时， 同一电桥对角线的低频脉冲开关在高频脉冲开关断开之后的规定时间 (T2) 后也被断开 ( 图 2b)， 以便可快速降低该电桥支路电流， 该低频脉冲开关的附加断开时刻和 / 或随后的接通时刻可以外部调节和 / 或通过控制电路自适应调节， 即根据事件来调节。 最后， 本发明还涉及一种控制单元， 尤其是集成电路如 ASIC 或者微控制器， 其设 计用于执行上述权利要求之一的方法。
附图说明 以下将结合优选实施例并参照附图来详细说明本发明。
图 1 表示根据本发明一个优选实施例的本发明电路结构的电路图。
图 2a 表示第一曲线图， 其表示图 1 所示电路结构中的随时间变化的电压和电流曲线。
图 2b 表示第二曲线图， 它表示图 1 所示电路结构中的、 对应改进方式的开关状态 和电流随时间变化曲线。
图 3 表示电子镇流器， 其中采用了图 1 所示的电路结构。
图 4 表示按照现有技术的电路结构。
图 5 表示按照现有技术的另一个电路结构。
图 6 表示用于说明本发明的示意电路图。
图 7 表示可能在根据图 6 的电路中出现的信号曲线。
图 8 表示在采用本发明时的信号曲线。
图 9 表示根据本发明另一个优选实施例的本发明电路结构的电路图。
具体实施方式
图 1 所示的电路结构包括多个可控开关 S1-S4， 它们布线连成一个全桥。 在该全桥上施加有直流电压 Uo， 其源于采用了该电路结构的相应电子镇流器的合适的直流电压源。 与可控开关 S1-S4 并联地分别设有自振荡二极管， 其中为简明起见， 在图 1 中只示出了与可 控开关 S1 并联的自振荡二极管 D1。优选采用场效晶体管作为可控开关 S1-S4， 其已经包括 自振荡二极管。在图 1 所示全桥的电桥支路中设有一个待控的气体放电灯 EL， 尤其是高压 气体放电灯。图 1 所示的电路结构尤其是适用于操作金属卤素高压气体放电灯， 其需要很 高的点亮电压。如上所述， 高压气体放电灯与低压气体放电灯的区别尤其是其需要较高的 点亮电压并且在其较小的灯体内出现较高的压力。 此外， 高压气体放电灯具有较高的亮度， 但是， 各高压气体放电灯的色温随输入的功率而变。
高压气体放电灯的电子镇流器因此一方面应提供高的点亮电压， 另一方面， 实现 输入功率的恒定保持。
一个串联谐振回路与图 1 所示的全桥的电桥支路耦合， 该串联谐振回路包括一个 电感 L1 和一个电容 C1， 其中电容 C1 作用在电感 L1 的分接点并且通过另一个可控开关 S5 与可控开关 S4 并联。此外， 设有一个斩波电路或滤波电路， 其具有另一个电感 L2 和另一个 电容 C2， 其中这些元件如图 1 所示地布线连接。 此外， 在全桥上连接一个用作电流测量电阻 或并联电阻的电阻 R1。 上述的包括电感 L1 和电容 C1 的串联谐振回路与另一个电容 C2 组合地尤其用于 点亮气体放电灯 EL。为此， 激励串联谐振回路谐振， 将对应于谐振频率的频率或者其多倍 ( 谐波 ) 供给灯。谐振回路的激励通过交替接通可控开关 S3 和 S4 来实现。以下将对此详 加说明。
为了点亮气体放电灯 EL， 两个直接串联的开关如可控开关 S1 和 S2 借助一个合适 的控制电路被断开， 与电容 C1 串联的可控开关 S5 被接通。 全桥的另外两个开关例如可控开 关 S3、 S4 被交替通断， 其中这以较高频率 ( 大约 150kHz) 进行。开关频率朝由电感 L1 和电 容 C1 构成的串联谐振回路的谐振频率的方向缓慢降低谐振。气体放电灯 EL 的点亮电压一 般已经在达到谐振频率之前达到。在此情况下， 用于可控开关 S3、 S4 的开关频率被保持在 该频率， 直到灯 EL 点亮。在 L1 右半侧降低的电压因由电感 L1 实现的自耦变压器原理而例 如按照比例 1 ∶ 2 升压变换到至与气体放电灯 EL 耦合的左半侧， 其中在电感 L1 左半侧上 出现的电压构成气体放电灯 EL 的实际点亮电压， 该点亮电压通过电容 C2 施加到灯上。为 了掌握气体放电灯 EL 的点亮， 测量在电感 L1 分接点降低的电压， 该电压同点亮电压或者说 灯电压成比例 Uj ∶ L， 因为其在灯 EL 点亮后衰减地作用在串联谐振回路。 在完成气体放电 灯 EL 的点亮后， 可控开关 S5 断开以便后续的正常工作。
还要注意， 对于本发明电路结构的功能能力来说， 开关 S5 不一定是必需的。相反， 可控开关 S5 也可以在完成气体放电灯 EL 的点亮后保持接通， 或者原则上用一个相应的支 路代替。 但是， 借助在气体放电灯 EL 点亮后被断开的开关 S5， 可以做到气体放电灯 EL 的齐 整工作。此外要注意， 尤其如此设计点亮线圈 L1， 即， 它在以下还要具体说明的正常工作中 饱和工作， 因此不影响电路其余部分。这例如可以如此做到， 即， 作为点亮线圈 L1 而采用带 有铁芯的线圈， 铁芯在正常工作中饱和运行， 从而该线圈 L1 在气体放电灯 EL 点亮后在正常 工作中只构成可忽略不计的电感。因此在正常工作中， 同样设在电桥支路中的电感 L2 只起 到限制电流作用。
以下将详细说明在气体放电灯 EL 点亮后起动的正常工作， 其中在正常工作中， 本
发明的电路结构或者说全桥按照所谓的非连续模式来操作。原则上， 图 1 所示的包括可控 开关 S1-S4 的全桥按照本身已知的方式在正常工作中运行， 就是说， 包括开关 S1 和 S4 或者 S2 和 S3 的这两个电桥对角线被交替投入工作和解除工作， 因此这两个电桥对角线的相应 开关被相对交替或互补地通断， 此外， 在起动包括开关 S1 和 S4 的电桥对角线时， 可控开关 S1 被高频交替通断， 而在包括可控开关 S2 和 S3 的电桥对角线起动时， 可控开关 S2 被相应 高频交替通断。就是说， 该全桥以可尤其位于 80-400Hz 范围的相对低频来变极， 而各自有 效的电桥对角线的可控开关 S1 或 S2 此外被高频例如以约 90kHz 频率交替通断。可控开关 S1 或 S2 的该高频通断借助相应控制电路的高频脉宽调制控制信号来实现， 该信号借助由 元件 L2 和 C2 构成的滤波电路或者斩波电路被滤波， 从而在气体放电灯 EL 上只有流过电桥 支路的支路电流 iL2 的线性平均值。借助脉宽调制控制信号， 供给全桥的功率可保持恒定， 这如上所述尤其对高压气体放电灯的操作是重要的。供给气体放电灯 EL 的电流的低频分 量将通过两个电桥对角线的切换或变极， 就是说， 通过从 S1 和 S4 切换到 S2 和 S3 来产生。 通过包括开关 S3 和 S4 的右侧电桥支路， 在此情况下将把灯 EL 低频接到供电电压 Uo 或大 地， 从而在灯 EL 的接线端子基本上只有低频分量。
根据上述低频非连续模式， 各自起动的电桥对角线的可控开关 S1 或 S2 总在流过 电感 L2 的支路电流 iL2 已达到其最小值时被接通。在此， “最小值” 是指电流 iL2 的下换向 点， 其中该最小值也一定可处于少许负的电流值区域内。
在观察电流曲线时将基于以下出发点， 即， 首先， 包括可控开关 S2 和 S3 的电桥对 角线被起动， 而包括可控开关 S1 和 S4 的电桥对角线未被起动。 即， 可控开关 S2 和 S3 接通， 而可空开关 S1 和 S4 断开。在可控开关 S2 和 S3 的接通时刻， 电流 iL2 开始流过电感 L2， 电流根据指数函数增大， 在这里， 在所关注的区域内可以看到近似线性的电流 A2 的增大， 从而为简明起见， 以下将提到电流 iL2 的线性增大或降低。开关 S2 的断开造成电流 iL2 中 断， 其中， 如上所述， 可控开关 S2 尤其与开关 S3 的开关状态无关地被高频交替通断。开关 S2 的断开造成电流 iL2 确实先继续在相同方向上流经断开的开关 S1 的自振荡二极管 D1， 但是连续减小， 甚至最终能达到负值。
在自振荡二极管 D1 的阻挡层的电子耗尽之前， 尤其就一直是这种情况。监测达到 电流 iL2 的下换向点并且在识别出该下换向点之后再接通可控开关 S2， 从而电流又增大。 就是说， 开关 S2 的高频接通总是在已经达到电流 iL2 的下换向点时进行。开关 S2 的断开 原则上可以任意选择， 在这里， 开关的断开时刻对气体放电灯 EL 的功率供应很重要， 因而 可以通过适当调节断开时刻来控制或者说恒定保持供给灯的功率。作为接通准则， 为此可 以考虑例如支路电流 iL2 的时间或最大值。通过各自高频交替通断的可控开关 S1 或 S2 总 是在电流 iL2 的下换向点即在零电流值附近又被接通的措施， 相应的场效晶体管 S1 或 S2 得到保护， 即防损保护， 并且可以采用场效晶体管作为开关 S1 或者 S2， 其对于相应的自振 荡二极管具有比较长的耗尽时间。以下将对此详加说明。
在开关 S2 接通前， 加于开关上的电压在这里约为 400 伏特。如果开关 S2 被接通， 则该电压崩溃， 即它很快地从 400 伏特降低至 0 伏特。但是场效晶体管的特性是， 在相应电 压降低至 0 伏特之前， 电流在相应的场效晶体管起动时已开始流动。在针对场效晶体管而 流动的电流增大和达到 0 伏电压之间的这个短暂时间段内， 由电流和电压的乘积构成被供 给各自的场效晶体管的功率， 该功率会损坏场效晶体管。 因此优选的是， 在尽量少的电流流动时， 尤其在零电流值附近接通场效晶体管。
还要注意， 当开关 S1 断开且开关 S2 也还是断开时， 流经电感 L2 的电流 iL2 流过 自振荡二极管 D1。 如果开关 S2 被接通且开关 S1 被断开， 则经过一段时间后， 来自振荡二极 管 D1 的阻挡层的电子才会耗尽。在此期间内， 场效晶体管 S1 实际处于导通状态。这意味 着场效晶体管 S2 在对应于场效晶体管 S1 的自振荡二极管 D1 的阻挡层耗尽之前在相对短 的时间内处于约 400 伏特的全工作电压 Uo， 由此同样会出现上述场效晶体管 S2 的过载， 甚 至损坏。因为以上提出的做法， 即开关 S2 总是在流过电感 L2 的电流 iL2 已达到其最小值 时接通， 以上结合开关或者场效晶体管 S1 的耗尽时间所说明的效果几乎不引人注意， 因而 针对开关 S1-S4 也可以采用场效晶体管， 其对于与之连接的自振荡二极管有相对长的耗尽 时间。确实已经存在耗尽时间很短的开关元件， 例如所谓的 IGBT( 绝缘栅双极晶体管 )， 但 是， 这些元件很昂贵。因此， 借助本发明， 可以放弃采用这种昂贵的元件。
对于上述做法来说必需的是， 电流 iL2 的瞬间值以及达到其换向点的时刻是已知 的。
电流 iL2 的瞬间值例如可以通过测量在电阻 R1 上降低的电压来确定。电流 iL2 的下换向点优选通过如变压器那样在线圈 L2 上分接出的电压来确定。为此， 一个 ( 图 1 未 示出 ) 绕组或线圈如变压那样与线圈 L2 耦合， 该线圈 L2 导致流过线圈 L2 的电流 iL2 的区 分并进而可说明电流 iL2 的换向点。 下换向点也可以通过其它反馈信号例如在开关 S1 和 S2 的连接点上的中点电压来 间接测定。有意义的是， 电桥支路电流的下限最小值的时刻是可测定的。而对该电流的定 量说明对于确定高频脉冲开关的接通时刻不是必需的。
以下将结合图 2 所示的曲线图来描述图 1 所示电路结构的正常工作， 其中图 2 与 时间相关地表示在开关 S1、 S2 之间节点上施加的电压 Ui、 灯电压 uEL 和流过线圈 L2 的电流 iL2 的变化曲线。图 2 尤其示出这样的情况， 即， 在图 1 所示的电路结构的第一时间段 T1， 包括开关 S2 和 S3 的电桥对角线被起动， 而在随后的时间段 T2 内， 包括开关 S1 和 S4 的电 桥对角线被起动。即， 在时间段 T1 内， 开关 S3 是常闭而开关 S1 和 S4 是常开。而且在时间 段 T1 中， 开关 S2 被高频通断。图 2 尤其示出了开关 S2 总是在流经线圈 L2 的电流 iL2 已到 达其下换向点即其最小值时被接通， 从而出现电压 U1 的脉冲状变化曲线。电流 iL2 的边缘 陡度由线圈 L2 的电感来确定。通过改变电流 iL2 的峰值， 即改变开关 S2 的断开时刻， 可改 变电流 iL2 的电流平均值， 进而调整或者说恒定保持供给灯 EL 的功率及其色温。电流 iL2 的高频变化曲线将通过元件 L2 和 C2 被斩波， 从而得到如图 2 所示的斩波后的、 施加在气体 放电灯 EL 上的电压 uEL 的变化曲线。
在经过时间段 T1 后， 开关 S2 和 S3 长期断开而开关 S4 长期接通。与时间段 T1 内 的开关 S2 相似， 开关 S1 现在被高频通断， 从而出现电压 Uj 和 uEL 以及电流 iL2 的图 2 所 示的变化曲线。如上所述， 借助一个控制电路在时间段 T1 和 T2 内的工作阶段中被反复切 换， 其中该变极频率尤其可以位于 80-400Hz 范围内， 而开关 S2 的高频脉冲频率 ( 在时间段 TA 内 ) 或者开关 S1 的高频脉冲频率 ( 在时间段 T2 内 ) 可以位于 90kHz 左右。
在电桥对角线 S1-S4 和 S2-S3 之间的低频切换或变极必然造成交流噪音， 该交流 噪音因低频而声音相对轻而不扰人。但是， 在时间段 T1 和 T2 之间的切换时刻的陡峭边缘 造成谐波， 谐波本身有扰人作用。为此缘故， 如此优选地设计控制开关 S1-S4 的控制电路，
即， 它减小在操作阶段 T1 和 T2 之间切换之前和之后的电流 iL2 的电流峰值。这可以例如 通过特殊软件或通过特殊调整控制电路 5 的硬件做到， 其减小该时间段 T1 内的最后电流峰 值以及时间段 T2 内的第一电流峰值， 以便通过这种方式在操作阶段 T1 和 T2 之间切换时平 滑边缘。在此情况下出现图 2 虚线所示的电流 iL2 或灯电压 uEL 的变化曲线。从该虚线图 中看到， 在切换时刻之前和之后， 电流峰值相对初始曲线略微降低， 因此实现灯电压 uEL 略 微柔和的过渡。
上述控制中， 在高频接通的开关断开后， 在恰好有效的电桥对角线的第二开关还 保持接通时， 电流继续流经自振荡二极管， 同时相对缓慢地减小。这造成较小的电流峰值， 也相应导致较小的损耗功率。 可是会出现以下情况， 即， 在自振荡二极管的阻挡层的电子此 时耗尽且因此达到电流 iL2 的下换向点的时刻， 电流降低得还不够， 因而开关在接通时还 总是遇到高负荷。为了消除该负荷， 可在一个改进方案中依据图 2b 的曲线控制开关。
该曲线图表示时间段 T1 内的第二和第三开关 2、 3 的电流曲线 iL2 和状态。另两 个开关在该时间段 T1 内断开。在第一阶段 [tau]1， 两个开关接通， 电流 iL2 连续增大。像 在上述控制中一样， 在其开始可由达到 iL2 的最大值或规定时间 [tau]1 确定的第二阶段 [tau]2 中， 第二开关 S2 断开， iL2 缓慢减小。但是， 现在从第二开关 S2 断开后的规定时刻 起， 在第三阶段 x3 中还断开第三开关 S3。 电流现在流经第一和第四开关的两个自振荡二极 管且现在比在第二阶段 [tau]2 中减少更多。为此能保证 iL2 实际也能在自振荡二极管的 阻挡层耗尽前达到负值。若电流 iL2 达到下换向点， 则两个开关又被接通， 控制又处于第一 阶段 [tau]1 的状态。不过如果电流 iL2 原先已降到 0， 则省掉第三开关 S3 的断开， 即第三 阶段 x3， 因为此时在断开的开关中没有出现高负荷。相反， 接着进行第一阶段 [tau]1 且第 二开关 S2 又被断开。两个电桥对角线之间的低频切换与之前的实施例相似地进行， 在此还 优选地可在操作阶段 T1 和 T2 之间切换之前或之后减小电流 iL2 的电流峰值。
高压气体放电灯的已知性能是， 其在完全变热之前具有相对差的可控不稳定性 能。完全变热此时大致在 1-2 分钟后出现。在预热阶段， 灯上的电压可小于正常工作时的 电压。如果在预热阶段如在上述正常工作中那样操作镇流器， 则减小的灯电压造成这样的 后果， 即， ， 具有相应较小的陡度 diL2/dt 的电流 ixi 流过电感 L2， 从而有可能不能借助先前 提到的如变压器那样的分接可靠地检测 iL2 的换向点。因此优选的是， 在预热阶段中， 即在 点亮后且在真正的正常工作前， 开关 S3 和 S4 也类似于开关 S1 和 S2 被高频脉冲定时， 其中 在电桥对角线 S1、 S4 和 S2、 S3 之间进行低频切换， 即在两个状态之间进行低频切换， 在第一 状态， 开关 S1、 S4 被高频脉冲定时且开关 S2 和 S3 断开， 在第二状态中， 开关 S2、 S3 被高频 脉冲定时且开关 S1 和 S4 断开。通过该措施实现的是， 电流也通过开关 S4、 S1 的自振荡二 极管流过线圈 L2， 由此， 在如变压器那样与该线圈 L2 耦合的且图 1 未示出的设置用于测定 电流 iL2 的换向点的绕组中， 产生较高的电压， 从而可以可靠掌握或监测电流 iL2。尤其是 可以准确监测切换时刻。从预热阶段切换至正常工作是在达到灯的工作温度后， 例如在灯 电压超过阈值 ( 约 45V) 后进行， 在此优选在实际切换之前还等候一定时间。
图 3 表示图 1 所示的本发明电路结构被用在用于操作气体放电灯尤其是高压气体 放电灯的电子镇流器中。
电子镇流器在输入侧具有去无线电干扰滤波器， 其具有对称变压器 L4、 L5 及电容 C3 和 C4， 它们连接到供电电压网的火线 L、 零线和地线。 一个整流器与去无线电干扰滤波器连接， 整流器包括二极管 D5-D8。一电路与该整流器相连， 该电路作为升压变压器并包括电 阻 R2-R6、 电容 C5 和 C6、 二极管 D9、 变压器 L6、 L7、 场效晶体管 S6 和由供电电压 VCC 供电的 集成控制电路 4， 其尤其借助依据在电阻 R3 上分接的电压的脉宽调制信号来控制作为开关 的场效晶体管 S6。 通过这种方式将实现的是， 晶体管 S6 导通的时间在一个电网半波期间内 被如此控制， 即， 所接收的电流的包络曲线基本是正弦形。该输出电压将借助二极管 D9 被 整流并借助电容 C6 被滤波， 从而给设置用来操作气体放电灯 EL 的电路结构提供已结合图 1 说明的供电直流电压 Uo。在输出侧， 图 3 所示的电子镇流器包括图 1 所示的电路结构， 相 应的元件带有相同的附图标记， 因此可放弃重复说明这些零部件。但要补充说明， 图 3 还示 出已描述的绕组 L3， 该绕组通过变压器与位于全桥电桥支路的电感 L2 耦合并用于检测电 流 iL2 的换向点 ( 见图 1)。
此外， 图 3 示出一个中央控制电路 1， 其由供电电压 VDD 供电且一方面借助线圈 L3 测量电流 iL2 的换向点以及借助在电阻 R1 上分接出的电压测定电流 iL2 的瞬间大小。而 且， 尤其可以设计成专用集成电路 (ASIC) 形式的控制电路 1 监测加在串联谐振回路线圈 L1 的分接点上的电压， 借助该电压， 可以测定气体放电灯 EL 的点亮。控制电路 1 的输出与电 桥驱动器 2、 3 耦合， 电桥驱动器各自用于控制场效晶体管 S1 和 S2 或者 S3 和 S4。同样作为 开关的且与谐振回路电容 C1 串联的场效晶体管 S5 将直接由控制电路 1 控制。 图 6 示出了本发明的另一个实施例。如所知的那样， 本发明的前提是， 在包括四个 开关 ( 在图 6 中现在称为 A、 B、 C 和 D) 的全桥电路中， 其中一个电桥对角线 A、 B 或者 C、 D 可被交替起动， 其做法是， 各有其中一个开关 A、 B 或者 C、 D 被高频脉冲定时， 同一电桥对角 线中的另一个开关被低频脉冲定时。
尽管在图 1 和图 5 的实施例中举例说明了此时开关 S1 和 S3 被高频脉冲定时， 但 现在参照图 6 举例说明， 开关 A、 C 被分别高频脉冲定时， 而开关 B、 D 被分别低频脉冲定时。
尤其是对于被高频脉冲定时的开关 ( 在此是 A、 C)， 近年来采用具有快速的体二极 管的场效晶体管 (FET)， 即耗尽时间短的体二极管。出于成本考虑， 在低频侧 ( 在图 6 的例 子中是开关 B、 D) 采用普通场效晶体管， 即它们不具有耗尽时间短的二极管。可是， 也可以 在低频侧设置具有耗尽时间短的体二极管的场效晶体管。
在此可出现以下过程 ：
在阶段 1， 开关 A 以及开关 B 均被接通， 在此前提是， 在这个例子中， 正好是电桥对 角线 A、 B 被起动。即， 如图 6 所示， 电流从供应电压 Vbus 经开关 A 流过包括灯的负载回路， 随后经过接通的开关 B 流向大地。此时， 流过包括灯的电桥支路的电流连续增大， 直到达到 高频脉冲开关 A 的断开条件。在达到断开条件后， 开关 A 被断开， 而低频脉冲开关 B 还是接 通的。此时在阶段 2 中出现电流流动， 就是说在阶段 2 中， 线圈 L 驱动电流继续流过灯和还 是接通的开关 B。 该电流连续减小， 直到达到其下换向点， 在这里， 随后通常在达到电桥电流 的换向点时再接通开关 A， 该过程以阶段 1 又开始。
而当再经过规定时刻后电流在阶段 2 中还未降低到其最小值时， 根据本发明， 除 了断开开关 A 外， 还断开开关 B， 从而出现根据阶段 3 的电流曲线。在此阶段中， 电流从现 在起流过开关 C 和 D 的体二极管， 因此加速降低至其最小值。该阶段 3 从现在起持续这样 长的时间， 直到开关 C、 D 的体二极管耗尽。但是， 此时可能出现以下问题， 即， 高频侧 ( 开关 A、 C) 的体二极管的耗尽时间短于开关 B、 D 即低频脉冲支路的开关的体二极管的耗尽时间。
在此情况下， 就是说， 在高频脉冲支路中的中点电压 Ux 比低频脉冲支路中的中点 电压 Uy 更快速地变换。这可能引起以下问题， 即， 在高频脉冲开关侧， 用于各自起动的高频 脉冲开关的再接通条件已达到且开关被接通， 而在低频脉冲的电桥支路上的体二极管尚未 完全耗尽。因而在现有技术中出现所谓的低频脉冲侧的晶体管的硬接通， 因为根据现有技 术， 在低频脉冲侧的附加断开的开关的再接通是与同一被起动的电桥对角线的高频脉冲开 关的再接通同时进行的。 硬接通此时是指该工作的电桥对角线的低频脉冲开关的接通没有 无功率地进行。
本发明现在着手该问题并提出一种如何能防止该硬接通的技术。
根据本发明， 现在尤其是在高频脉冲开关的再接通条件的出现后延迟电桥对角线 的附加断开的低频脉冲开关的再接通。
在利用识别再接通条件的控制单元的接通过程的触发和实际物理接通过程即开 关载流之间， 存在电路固有的延迟， 该延迟例如由驱动电路造成并且一般可以在 0.1μs 至 1μs 的数量级之间。
根据本发明， 控制单元在出现再接通条件后有目的地等候一个规定的尤其是编程 的时间， 随后它通过发出接通信号来触发接通过程， 在此， 真正的开关接通于是如上所述以 另一段延时出现。接通信号因此是在经过延迟时间之后才出现在控制单元的输出上。
这个规定时间被 “存储” 在控制单元本身中， 因此不是外来延迟效果的产物， 外来 延迟效果因不同装备而无法确定计算。
当然优选的是， 工作的电桥对角线的高频脉冲开关以及低频脉冲开关 ( 如果已断 开， 以便如上所述快速降低电流 ) 的再接通触发通过控制单元在高频脉冲开关的再接通条 件出现之后被延迟。
如果再接通条件是达到电桥支路电流的最小值 ( 这可通过监测电桥支路电流或 与之相关的参数来进行 )， 则工作的电桥对角线的高频脉冲开关以及附加断开的低频脉冲 开关的再接通将移至这样一个时间段， 该时间段在时间上在达到电桥支路电流的换向点 ( 最小值 ) 之后。
也可以有其它再接通条件， 例如在一个半桥的两个开关的连接点上的中点电压的 增大超过规定阈值。
这在图 8 中被示意示出， 在此能看到， 已经达到接通条件， 但控制单元延迟以例如 0.5μs 时间触发开关 A、 B 的同步接通 ( 对于电桥对角线 A、 B 工作的情况 )。接通过程触发 的延迟保证了中点电压 Ux 或 Uy( 见图 6) 在两个开关 A、 B 或 C、 D 实际接通时处于同一电 位。为此不会出现低频脉冲开关的硬接通。
为了实现该无功率接通， 延迟时间值可被调节为例如 300ns 至 2.5μs， 但优选小 于 1μs。
当低频脉冲开关侧的灯电压、 输出电压或者其它在输出回路中被监测的电压例如 中点电压 ( 在开关 B 和 D 被低频脉冲定时时， 就是中点电压 Uy) 小于规定的阈值时， 低频脉 冲开关的接通时刻可以在高频脉冲开关接通之后。 因为为了识别再接通条件也监测中点电 压 Ux， 所以可以简单地通过监测中点电压 Uy 来确定。
除了低频脉冲开关的再接通时刻之外， 根据本发明， 还可以调节低频脉冲开关的 断开时刻 ( 即图 6 中从阶段 2 至阶段 3 的过渡 )。控制单元可以从外界例如依据所用晶体管的类型来规定再接通触发的延迟时间 的调节和低频脉冲开关断开时刻的调节。 尤其是低频脉冲开关的接通在进入高频脉冲开关 的再接通条件之后的延迟可以被编程。
如通过对比图 1 和图 9 所看到的， 在图 9 中， 开关 S5 被省略， 可以说被长期短路。 由自耦变压器 L1 和电容 C1 构成的串联谐振回路的电容 C1 还以一端接地。
为此， 设置一个附加电容 CN， 它一方面与串联谐振回路的电感 L1 和电容 C1 之间的 连接点连接。另一方面， 附加电容 CN 设置在开关 S1 和 S2 之间的连接点或者斩波电路或滤 波电路的电感 L2 和电容 C2 之间的连接点上 ( 其此外构成自己的串联谐振回路 )。
或者， 可以如图 9 的虚线所示， 附加电容 CN′还可以连接在串联谐振回路的电感 L1 和电容 C1 之间的连接点和第三和第四开关 S3、 S4 的连接点之间。可替代或补充上述电 容 CN′设置的该附加电容 CN′因此与自耦合变压器 L1 的图 7 右侧的支路并联。而所述的 附加电容 CN′与气体放电灯 EL 和自耦变压器 L1 的左侧支路并联， 点亮电压在左侧支路中 变换。