测量及补偿接收机参数的方法及装置 【技术背景】
采用正交信号 (Quadrature Signals) 的通信系统中的接收机 (Receiver) 存在增 益偏差、 I/Q 增益不平衡、 I/Q 正交偏差以及 I/Q 延迟不平衡。增益偏差是指实际输出信号 与理想输出信号之间的增益差， 由信号路径上增益模块的增益误差造成。I/Q 增益不平衡 是指 I/Q 两路输出信号之间的增益差， 由同相通道链路与正交通道链路的不平衡造成。I/ Q 正交偏差是指混频电路输出的同相分量信号和正交分量信号之间的相位关系与严格正交 的偏差， 主要由本地载波信号产生电路和混频电路的误差造成。I/Q 延迟不平衡是指同相 通道链路输出的同相分量信号与正交通道链路输出的正交分量信号之间的延迟差， 由同相 通道链路与正交通道链路的不平衡造成。I/Q 正交偏差与 I/Q 延迟不平衡均表现为相位偏 差， 两者合成 I/Q 相位不平衡， 利用现有的检测技术无法将两者分离。然而， 分离出 I/Q 正 交偏差与 I/Q 延迟不平衡可以使设计人员掌握造成 I/Q 相位不平衡的主要原因， 从而可以 有针对性地修改芯片设计， 这对芯片设计意义重大。比如， 若 I/Q 正交偏差较大， 则修改同 相通道链路或 / 和正交通道链路的延迟量， 若 I/Q 正交不平衡较严重， 则修改混频电路或 / 和本地载波信号产生电路。
另一方面， 现有技术一般采用外部测试信号源或者内部产生的特殊测试信号 ( 如 美国专利第 7,130,359 号专利所采用的 PN 序列 ) 来检测接收机的各项参数。采用外部测 试信号源不便于芯片测试， 因为需要在测试板上设置测试信号产生电路以及相应的信号路 径。而采用内部产生的特殊的测试信号则需要在芯片中增加专门的测试信号产生电路， 这 会增加芯片面积， 不利于降低成本。
又一方面， 现有技术一般是通过直接调整各增益模块的增益进行接收机链路的增 益补偿， 然而这种方法比较繁琐， 并且调整结果可能达不到要求。另外， 这需要在每一增益 模块内设置调整功能。
鉴于现有技术的以上不足， 有必要提供一种新的接收机参数测量及补偿方法。 【发明内容】
本申请的一方面是有关一种接收机的参数测量方法， 尤其是有关一种可将 I/Q 正 交偏差与 I/Q 延迟不平衡分离的参数测量方法。
本申请的又一方面是有关一种接收机， 尤其是有关一种可测量其 I/Q 正交偏差与 I/Q 延迟不平衡的接收机。
本申请的又一方面是有关一种通信系统， 尤其是有关一种可测量其接收机 I/Q 正 交偏差与 I/Q 延迟不平衡的通信系统。
本申请的一方面提供了一种测量一接收机参数的方法。 该接收机包括一混频电路 用以根据一输入信号以及一对正交的本地载波信号产生一同相分量信号以及一正交分量 信号， 一同相通道链路用以处理所述同相分量信号， 以及一正交通道链路用以处理所述正 交分量信号。所述方法包括以下步骤 ： 在所述混频电路之前向所述接收机输入第一测试信 号； 在所述同相通道链路上向所述接收机输入第二测试信号， 在所述正交通道链路上向所述接收机输入第三测试信号 ； 以及利用所述第一测试信号、 第二测试信号以及第三测试信 号测量获得 I/Q 正交偏差以及 I/Q 延迟不平衡。
进一步的， 在一个实施例中， 所述方法还包括以下步骤 ： 在同相通道链路上采样获 得对应第一测试信号的第一同相分量信号 ； 在正交通道链路上采样获得对应第一测试信号 的第一正交分量信号 ； 在同相通道链路上采样获得对应第二测试信号的第二同相分量信 号； 在同相通道链路上采样获得对应第三测试信号的第二正交分量信号 ； 以及根据第一同 相分量信号、 第一正交分量信号、 第二同相分量信号以及第二正交分量信号计算获得 I/Q 正交偏差以及 I/Q 延迟不平衡。
进一步的， 在一个实施例中， 所述方法还包括以下步骤 ： 根据第一同相分量信号与 第一正交分量信号计算获得第一相位差 ； 根据第二同相分量信号与第二正交分量信号计算 获得第二相位差 ； 根据第一相位差和第二相位差计算获得 I/Q 正交偏差以及 I/Q 延迟不平 衡。
进一步的， 在一个实施例中， 所述第一同相分量信号、 第一正交分量信号、 第二同 相分量信号及第二正交分量信号为数字信号。
进一步的， 在一个实施例中， 所述同相通道链路包括一第一低通滤波电路， 所述正 交通道链路包括一第二低通滤波电路。 所述第一同相分量信号是在第一低通滤波电路之前 的第一位置采样获得， 所述第一正交分量信号是在第二低通滤波电路之前的第二位置采样 获得。其中， 第一位置在同相通道链路上的位置与第二位置在正交通道链路上的位置相对 应。所述第二同相分量信号是在所述同相通道链路输出端采样获得， 所述第二正交分量信 号是在所述正交通道链路输出端采样获得。 所述第二测试信号是在所述第一位置处被输入 同相通道链路 ； 所述第三测试信号是在所述第二位置处被输入正交通道链路。 进一步的， 在一个实施例中， 所述方法还包括以下步骤 ： 利用一本地产生信号产生 所述第一测试信号， 其中， 该本地产生信号是用于产生所述本地载波信号 ； 以及利用所述本 地产生信号产生第二测试信号以及第三测试信号。在一个实施例中， 本地载波信号用于产 生同相分量信号和正交分量信号。
进一步的， 在一个实施例中， 所述第一测试信号为射频信号， 所述第二测试信号及 第三测试信号为基带信号。基带信号是其频率位于基带频率范围内的信号。
进一步的， 在一个实施例中， 所述方法还包括以下步骤 ： 利用第一测试信号测量接 收机至少一个增益模块的台阶差 ； 以及根据所述台阶差调整自动增益控制配置表的配置。
本申请的又一方面提供了一种接收机。该接收机包括一信号路径， 该信号路径包 括： 一混频电路， 利用一输入信号产生一同相分量信号以及一正交分量信号 ； 一同相通道 链路， 处理所述同相分量信号 ； 以及一正交通道链路处理所述正交分量信号。 该接收机还包 括： 第一测试信号产生电路， 连接于混频电路之前， 产生第一测试信号 ； 第二测试信号产生 电路， 连接于同相通道链路， 产生第二测试信号 ； 以及第三测试信号产生电路， 连接于正交 通道链路， 产生第三测试信号。
进一步的， 在一个实施例中， 所述同相通道链路包括一第一低通滤波电路， 所述第 二测试信号产生电路连接于所述同相通道链路上第一低通滤波电路之前的第一位置。 所述 正交通道链路包括一第二低通滤波电路， 所述第三测试信号产生电路连接于所述正交通道 链路上第二低通滤波电路之前的第二位置。其中， 第一位置在同相通道链路上的位置与第
二位置在正交通道链路上的位置相对应。
进一步的， 在一个实施例中， 所述接收机还包括一第一旁路电路， 连接于所述同相 通道链路上的所述第一位置， 以及一第二旁路电路， 连接于所述正交通道链路上的所述第 二位置。
进一步的， 在一个实施例中， 所述第一测试信号产生电路、 第二测试信号产生电路 以及第三测试信号产生电路分别利用一本地产生信号产生第一测试信号、 第二测试信号以 及第三测试信号。
进一步的， 在一个实施例中， 所述第一测试信号为射频信号， 所述第二测试信号以 及第三测试信号为基带信号。
本申请的又一方面提供了一种通信系统。该通信系统包括一接收机以及一解调 器。该接收机包括一混频电路， 用于利用一输入信号产生一同相分量信号以及一正交分量 信号， 一同相通道链路， 用于处理所述同相分量信号， 以及一正交通道链路用于处理所述正 交分量信号。所述解调器包括一数字信号处理器。所述接收机还包括 ： 第一测试信号产生 电路， 连接于混频电路之前， 产生第一测试信号 ； 第二测试信号产生电路， 连接于同相通道 链路， 产生第二测试信号 ； 以及第三测试信号产生电路， 连接于正交通道链路， 产生第三测 试信号。 在测试状态时， 所述数字信号处理器利用第一测试信号、 第二测试信号以及第三测 试信号测量 I/Q 正交偏差以及 I/Q 延迟不平衡。在工作状态时， 所述数字信号处理器进行 解调计算。 进一步的， 在一个实施例中， 所述同相通道链路包括一第一低通滤波电路。 所述第 二测试信号产生电路连接于所述同相通道链路上第一低通滤波电路之前的第一位置。 所述 正交通道链路包括一第二低通滤波电路。 所述第三测试信号产生电路连接于所述正交通道 链路上第二低通滤波电路之前的第二位置。其中， 第一位置在同相通道链路上的位置与第 二位置在正交通道链路上的位置相对应。
进一步的， 在一个实施例中， 所述通信系统还包括一第一旁路电路连接于所述同 相通道链路上的所述第一位置， 以及一第二旁路电路连接于所述正交通道链路上的所述第 二位置。
进一步的， 在一个实施例中， 所述第一测试信号产生电路、 第二测试信号产生电路 以及第三测试信号产生电路分别利用一本地产生信号产生第一测试信号、 第二测试信号以 及第三测试信号。其中， 该本地产生信号用于产生本地载波信号。
进一步的， 在一个实施例中， 所述第一测试信号为射频信号， 所述第二测试信号以 及第三测试信号为基带信号。
本申请的接收机参数测量方法可分离 I/Q 正交偏差与 I/Q 延迟不平衡， 利于有针 对性地修改芯片设计。 再者， 利用本申请的接收机参数测量方法还可实现分段测量， 从而可 允许在所有增益模块的最大增益设置下进行测量， 进而可获得更精确的参数测量。 另外， 利 用本申请的接收机参数测量方法只需要更改自动增益控制配置表即可补偿增益偏差， 实现 大为简化。从以下对具体实施方式的描述中可轻易得知本申请的其他诸多优点。
【附图说明】
图 1 展示了本申请一个实施例中接收机的功能模块图。图 2 展示了本申请一个实施例中接收机参数测量方法的流程图。 图 3 为本申请又一个实施例中接收机的功能模块图。 图 4 为本申请一个实施例中测试信号产生电路的功能模块图。【具体实施方式】
以下将对本申请的具体实施例进行详细描述， 并且这些描述将详细到使业界一般 技术人员能够理解本申请。 可以理解， 除了本申请描述的具体实施例外， 还可以在本申请的 精神下和范围内通过改变结构、 逻辑以及电路以获得其他实施方案， 这些实施方案依然在 本申请的保护范围之内。在描述以下具体实施例的过程中， 为了对这些具体实施例进行清 楚的描述， 将采用一些特定的术语， 然而采这些术语的本意并非限制本申请的保护范围， 这 些术语的范围应该扩展至任何以大致相同的手段达到大致相同的目的的等效物。比如 “连 接” 一词， 不仅包括直接连接， 还包括通过其他电路连接。
参图 1 展示了本申请一个实施例中接收机 100 的功能模块图。接收机 100 包括第 一测试信号产生电路 103 用于产生第一测试信号 104， 以及开关 105。开关 105 可在天线 101 和第一测试信号产生电路 103 之间切换， 以选择由天线 101 接收到的信号 102 和第一测 试信号 104 之一为输入接收机 100 的信号。 接收机 100 还包括串联的低噪声放大器 (Low Noise Amplifier)107 以及混频电 路 109， 其中， 低噪声放大器 107 与开关 105 连接。混频电路 109 利用一输入信号产生一同 相分量信号以及一正交分量信号。
接收机 100 还包括串联的多个可编程放大器 111a-111n、 开关 115、 低通滤波电路 117、 多个可编程放大器 119a-119n 以及开关 121。 其中， 可编程放大器 111a 与混频电路 109 的同相输出端连接。可编程放大器 111a-111n、 开关 115、 低通滤波电路 117 以及可编程放 大器 119a-119n 连接组成同相通道链路 110。
接收机 100 还包括第二测试信号产生电路 113， 用于产生第二测试信号 114。开 关 115 在可编程放大器 111n 和第二测试信号产生电路 113 之间切换， 以选择可编程放大器 111n 的输出信号与第二测试信号 114 之一为同相通道链路 110 自低通滤波电路 117 以后部 分的输入信号。
接收机 100 还包括旁路电路 123 以及开关 125。开关 125 连接可编程放大器 111n 和旁路电路 123。开关 121 在可编程放大器 119n 和旁路电路 123 的输出端之间切换， 以选 择可编程放大器 119n 的输出信号与旁路电路 123 的输出信号之一作为模数转换电路 127 的输入信号。
接收机 100 还包括串联的多个可编程放大器 131a-131n、 开关 135、 低通滤波电路 137、 多个可编程放大器 139a-139n 以及开关 141。 其中， 可编程放大器 131a 与混频电路 109 的正交输出端连接。可编程放大器 131a-131n、 开关 135、 低通滤波电路 137 以及可编程放 大器 139a-139n 连接组成正交通道链路 130。
接收机 100 还包括第三测试信号产生电路 133， 用于产生第三测试信号 134。开 关 135 在可编程放大器 131n 和第三测试信号产生电路 133 之间切换， 以选择可编程放大器 131n 的输出信号与第三测试信号 134 之一为正交通道链路 130 自低通滤波电路 137 以后部 分的输入信号。
接收机 100 还包括旁路电路 143 以及开关 145。开关 145 连接可编程放大器 131n 和旁路电路 143。开关 141 在可编程放大器 139n 和旁路电路 143 的输出端之间切换， 以选 择可编程放大器 139n 的输出信号与旁路电路 143 的输出信号之一作为模数转换电路 147 的输入信号。
模数转换电路 127 和 147 的输出端与解调器 150 的数字信号处理器 151 连接， 以 将产生的数字信号输入数字信号处理器 151 进行处理。接收机 100 参数测量与解调器 150 共享同一数字信号处理器 151 有利于降低成本。在另一实施例中， 也可为接收机 100 单独 设置一个数字信号处理器专门用于接收机 100 的参数测量。接收机 100 还包括一存储装置 149， 用以存储自动增益控制电路的配置表。
图 1 仅为接收机 100 的示意性模块图， 用于配合说明其参数测量功能。在实现中 可能会有更多元器件。
当开关 105 切换至天线 101， 开关 115 切换至可编程放大器 111n， 开关 121 切换 至可编程放大器 119n， 开关 135 切换至可编程放大器 131n， 开关 141 切换至可编程放大器 139n， 接收机 110 处于工作状态。此时， 接收机 100 接收由天线 101 接收到的信号 102， 并将 其进行放大、 混频、 模数转换后将获得的数字同相分量信号和数字正交分量信号送至解调 器 150 的数字信号处理器 151 进行解调处理。
当开关 105 切换至第一测试信号产生电路 103， 开关 115 切换至可编程放大器 111n， 开关 121 切换至可编程放大器 119n， 开关 135 切换至可编程放大器 131n， 开关 141 切 换至可编程放大器 139n， 接收机 110 处于第一检测模式。此时， 接收机 100 接收由第一测 试信号产生电路 103 发出的测试信号 104， 并将其进行放大、 混频、 模数转换后将获得的数 字同相分量信号和数字正交分量信号送至解调器 150 的数字信号处理器 151 进行处理。此 时， 可根据数字同相分量信号和数字正交分量信号计算获得增益偏差、 I/Q 相位不平衡以及 I/Q 增益不平衡。
当开关 105 切换至第一测试信号产生电路 103， 开关 115 切换至可编程放大器 111n， 开关 121 切换至旁路电路 123， 开关 125 闭合， 开关 135 切换至可编程放大器 131n， 开 关 141 切换至旁路电路 143， 开关 145 闭合， 接收机 110 处于第二检测模式。此时， 第一测试 信号产生电路 103 发出的第一测试信号 104 经放大、 混频后获得同相分量信号和正交分量 信号， 同相分量信号依次经过可编程放大器 111a-111n 以及旁路 125 被送至模数转换电路 127， 经模数转换电路 127 处理后获得的数字同相分量信号被送至数字信号处理器 151 进行 处理。正交分量信号依次经过可编程放大器 131a-131n 以及旁路 145 被送至模数转换电路 147， 经模数转换电路 147 处理后获得的数字正交分量信号被送至数字信号处理器 151 进行 处理。此时， 可根据采样获得的数字同相分量信号和数字正交分量信号计算获得 I/Q 正交 偏差与由可编程放大器 111a-111n 和可编程放大器 131a-131n 的不平衡造成的 I/Q 延迟不 平衡的一个分量之和， 以及由可编程放大器 111a-111n 和可编程放大器 131a-131n 的不平 衡造成的 I/Q 增益不平衡的一个分量。
当开关 105 断开， 开关 115 切换至第二测试信号产生电路 113， 开关 121 切换至可 编程放大器 119n， 开关 135 切换至第三测试信号产生电路 133， 开关 141 切换至可编程放大 器 139n， 接收机 110 处于第三检测模式。 此时， 第二测试信号产生电路 113 发出的第二测试 信号 114 经低通滤波电路 117 以及可编程放大器 119a-119n 被送至模数转换电路 127， 经模数转换电路 127 处理后获得的数字同相分量信号被送至数字信号处理器 151 进行处理。第 三测试信号产生电路 133 发出的第三测试信号 134 经低通滤波电路 137 以及可编程放大器 139a-139n 被送至模数转换电路 137， 经模数转换电路 137 处理后获得的数字正交分量信号 被送至数字信号处理器 151 进行处理。此时， 可根据对应第二测试信号 114 和第三测试信 号 134 的数字同相分量信号和数字正交分量信号计算获得由低通滤波电路 117 与可编程放 大器 119a-119n 组成的链路和由低通滤波电路 137 与可编程放大器 139a-139n 组成的链路 之间的不平衡造成的 I/Q 延迟不平衡的一个分量以及 I/Q 增益不平衡的一个分量。
由于 I/Q 延迟不平衡主要是由同相通道链路中自低通滤波电路 117 之后的部分 与正交通道链路中自低通滤波电路 137 之后的部分不平衡造成， 因此， 可将第二测试模式 下获得的 I/Q 正交偏差与由可编程放大器 111a-111n 组成的部分电路和可编程放大器 131a-131n 组成的部分电路之间的不平衡造成的 I/Q 延迟不平衡的一个分量之和作为 I/Q 正交偏差。将第三测试模式下获得的由自低通滤波电路 117 至可编程放大器 119n 之间的 链路与自低通滤波电路 137 至可编程放大器 139n 之间的链路的不平衡造成的 I/Q 延迟不 平衡的一个分量作为 I/Q 延迟不平衡， 也就是说在第三测试模式下获得的 I/Q 相位不平衡 参数可作为 I/Q 延迟不平衡。而第一测试模式可用于测量接收机 100 链路的增益偏差。 在进行 I/Q 不平衡参数如 I/Q 正交偏差、 I/Q 延迟不平衡以及 I/Q 增益不平衡等的 测量时， 最有价值的测量是当所有增益模块处于最高增益状态时的测量， 此时可以测量接 收机 I/Q 非正交最严重时的参数。然而， 如果链路的增益非常大， 以至于为了满足模数转换 电路的输出没有削峰的条件时， 要求输入的信号非常小。 但是这样一方面信噪比较低， 另一 方面测量精度较低。 如果对部分链路作旁路， 将整体的链路测量分为两次甚至多次进行， 将 最终的误差进行加和或加权加和， 就可以很好的逼近总的偏差。图 1 所示实施例中设置旁 路 123、 143 的目的就在于此。因为低通滤波电路 117 和 137 的最大增益较大， 而且其对于 信号延迟的贡献较大， 因此将旁路 123 和 143 分别设置在滤波电路 117 和 137 之前。在另 一实施例中， 也可以将第二测试源连接于同相通道链路 110 上可编程放大器 111a 和混频电 路 109 之间， 将第三测试源连接于正交通道链路 130 上可编程放大器 131a 和混频电路 109 之间， 这样的设置也可以分离出 I/Q 正交偏差和 I/Q 延迟不平衡。增益模块是指可能改变 信号幅度的任何模块， 比如低噪声放大电路、 混频电路、 低通滤波电路、 可编程放大器等。
在一个实施例中， 第一测试信号产生电路 103 利用一本地产生信号产生第一测试 信号。进一步的， 在一个实施例中， 第一测试信号为射频信号。
在一个实施例中， 第二测试信号产生电路 113 利用一本地产生信号产生第二测试 信号， 第三测试信号产生电路 133 利用一本地产生信号产生第三测试信号。进一步的， 在一 个实施例中， 第二测试信号和第三测试信号为基带信号。
在一个实施例中， 第一测试信号产生电路 103 通过本地产生信号分频和混频产生 第一测试信号。第二测试信号产生电路 113 以及第三测试信号产生电路 133 通过本地产生 信号分频分别产生第二以及第三测试信号。
除图 1 所示的例子外， 电路的配置还有很多其他的组合。比如可以将同相通道链 路和正交通道链路分成更多段， 在段与段之间连接对应的测试信号源， 对于这些例子此处 不再一一赘述。
请参图 2， 展示了本申请一个实施例中测量接收机 100 参数的方法 200 的流程图。
方法 200 包括以下步骤 ： 利用一本地产生信号产生第一测试信号 104， 其中， 第一测试信号 104 为射频信号 ( 步骤 201) ； 将第一测试信号 104 在低噪声放大器 107 之前输入接收机 100( 步骤 203) ； 在同相通道链路 110 上低通滤波电路 117 之前采样获得对应第一测试信号 104 的第一数字信号， 在正交通道链路 130 上低通滤波电路 137 之前采样获得对应第一测试 信号 104 的第二数字信号 ( 步骤 205) ； 利用第一数字信号和第二数字信号计算获得 I/Q 正 交偏差和第一 I/Q 增益不平衡分量 ( 步骤 207) ； 利用所述本地产生信号产生第二测试信号 114， 其中， 第二测试信号 114 为基带信号 ( 步骤 209) ； 将第二测试信号 114 在同相通道链路 110 上低通滤波电路 117 之前输入接收机 100( 步骤 211) ； 利用所述本地产生信号产生第三 测试信号 134， 其中， 第三测试信号 134 为基带信号 ( 步骤 213) ； 将第三测试信号 134 在正 交通道链路 130 上低通滤波电路 137 之前输入接收机 100( 步骤 215) ； 在同相通道链路 110 输出端采样获得第三数字信号， 在正交通道链路 130 输出端采样获得第四数字信号 ( 步骤 217) ； 利用第三数字信号和第四数字信号计算获得 I/Q 延迟不平衡和第二 I/Q 增益不平衡 分量， 将第一 I/Q 增益不平衡分量和第二 I/Q 增益不平衡分量相加计算获得 I/Q 增益不平 衡 ( 步骤 219) ； 输出 I/Q 正交偏差、 I/Q 延迟不平衡以及 I/Q 增益不平衡 ( 步骤 221)。
方法 200 的顺序可以调整， 比如， 可先产生并利用第二测试信号 114 及第三测试信 号 134 测量相关的参数， 再产生并利用第一测试信号 104 测量相关的参数。 在一个实施例中， 也可以将模拟信号直接用于计算接收机 100 的参数。
由于 I/Q 正交偏差是由混频电路 109 引起， 而 I/Q 延迟不平衡是由同相通道链路 110 和正交通道链路 130 不平衡引起， 因此， 只要在混频电路 109 之前引入测试信号进行测 试， 并在混频电路 109 之后引入测试信号再进行测试即可分离 I/Q 正交偏差和 I/Q 延迟不 平衡。 为了测量当所有增益模块在最大增益下的偏差， 本申请的一个实施例中， 在低通滤波 电路 117 和 137 之前进行信号采样， 使得混频电路 109 之后低通滤波电路 117 和 137 之前 的所有增益模块处于最大增益时数模转换电路 127 和 147 不会对输出信号削峰。若不要求 测量当所有增益模块在最大增益下的偏差， 或者模数转换电路 127 和 147 的动态范围足够 大， 也可以分别在混频电路 109 之前和之后输入测试信号并在同相 / 正交通道链路的输出 端进行采样完成测试， 而无需旁路任何链路。
以下对本申请实施例采用的几种计算方法进行简单说明。
设第一测试信号 104 为 r(t)， 同相通道链路输出的同相分量信号为 ξ(t)， 正交通 道链路输出的正交分量信号为 ζ(t)， 那么有 ：
rm(t) ＝ ξ(t)+j*ζ(t) 方程式 (1)
ξ(t) ＝ Gi*r(t)*cos(fc(t-τ1)) 方程式 (2)
ζ(t) ＝ Gr*r(t)*sin(fc(t-τr)+Δφ) 方程式 (3)
其中，Gi 和 Gr 为对应的增益， fc 为本地频率， τi 和 τr 为对应的迟延， Δφ为相位偏移。就延迟而言， 对于接收机参数的测量， 关注的是 I/Q 延迟不平衡， 即 Δτ ＝ τi-τr。
方程式 (1) 的离散表达形式为 ：
rm(n) ＝ ξ(n)+j*ζ(n) 方程式 (4)
在一个实施例中， 采用统计法估算同相正交两路信号的 I/Q 增益不平衡和 I/Q 正 交偏差， 如以下方程式 (5) 和 (6) ：11101986580 A CN 101986581
说明书方程式 (5) 方程式 (6)8/13 页ΔG ＝ G0-P(ξ)/P(ζ)其中， P(ξ) 和 P(ζ) 分别为同相分量信号和正交分量信号的功率和或者幅度和， G0 为同相分量信号和正交分量信号正交时功率或幅度比值， 通常为 1， arcsin 为 arcsine 运 算符。 需要说明的是， 如果采用单频信号， 当其频率为 fc±fs/3、 fc±fs/6、 fc±fs/10、 ±fs/3、 ±fs/6 以及 ±fs/10 等一系列频率时， I/Q 增益不平衡的测量不能采用幅度和的方法， 且测 量 I/Q 相位不平衡时会产生很大的估计偏差。其中， fc 为载波频率， fs 为采样频率。
需要说明的是， 若使用单个模数转换电路， 即同相分量信号和正交分量信号分时 采样后分时串行送入同一模数转换电路进行数字量化时， 如果直接测量不平衡参数， 需要 先补偿对单路信号而言的 0.5 倍采样间隔的迟延。
另一种直接估算相位偏差的方法是计算每个样点对应的相位， 直接平均相位即 可。
在测量 I/Q 延迟不平衡时， 有：
rm(t) ＝ ξ(t-τi)+j*ζ(t-τr) 方程式 (7)
为了测量 I/Q 延迟不平衡， 第二测试信号 114 和第三测试信号 134 必须有一定的 关系， 如具有固定的相移， 否则迟延偏差无法体现。在另一实施例中， 第二测试信号 114 与 第三测试信号 134 可以为相同的信号。可用于测量 I/Q 延迟不平衡的信号种类繁多， 如 PN 序列、 单频或多频序列等， 它们的一个共同特性是互相关函数在迟延较小的区间内单调， 这 样相关值求解才是是唯一的。如果采用固定相移偏差的测试信号， 则同相通道链路 110 和 正交通道链路 130 的输出信号之间的相位差为 ：
方程式 (8)通过查表或求逆等类似的运算得到实际的相位差， 这样由该实际的相位差减去已 知的固定相位差即可以得出 I/Q 迟延不平衡。
由同相通道链路 110 自低通滤波电路 117 以后的部分和正交通道链路 130 自低通 滤波电路 137 以后的部分之间的不平衡造成的 I/Q 增益不平衡的分量的测量与前面的方法 类似。
I/Q 正交偏差和 I/Q 迟延不平衡合成 I/Q 相位不平衡， 即信号路径的相位不平衡参 数。IQ 不平衡参数得到后， 可以直接在解调器内部进行补偿。一种补偿后的信号为 ：
rnew(n) ＝ ξnew(n)+j*ζnew(n) 方程式 (9)
由于只需要补偿相对偏差， 因此保持一路信号不变， 从而有 ：
ξnew(n) ＝ ξ(n) 方程式 (10)
方程式 (11) 其中， 为合成的 I/Q 相位不平衡。其他形式的补偿， 如保持正交通道的输出信号不变， 补偿同相通道的输出信号 ； 又 或者对于同相通道和正交通道的输出信号均进行补偿， 与该补偿是等价的， 只不过获得的 复信号与 rnew(n) 相比会有相位或幅度上偏移， 但这不会影响解调器的最终性能。
以上是对本申请一个实施例采用统计法测量不平衡参数的说明， 以下对本申请一 个实施例采用自适应方法测量不平衡参数的说明。首先产生本地参考信号 ref(n)，
ref(n) ＝ ξ0(n)+j*ζ0(n) 方程式 (12)
其中， ξ0(n) 和 ζ0(n) 分别为假定理想的同相分量信号和正交分量信号。实际中 因为一些非理想因素， 该两信号的频率、 相位以及增益相对于理想信号可能有很小的差异， 可通过假定理想的同相分量信号和正交分量信号与实际的同相分量信号和正交分量信号 的对比跟踪这些差异。 假定测试信号 ( 在一个实施例中， 测试信号是射频信号 ) 与本地参考 信号相同， 同相通道链路 110 的输出信号经模数转换电路量化后的信号的实部可重写为 ：
方程式 (13)其中， A ＝ Gicos(fcτi) B ＝ Gisin(fcτi) 由方程式 (14) 和 (15) 可得出 ： 方程式 (16)方程式 (14) 方程式 (15)φi ＝ arctan(B/A)/fc 方程式 (17) 其中， arctan 为反正切函数。 类似的， 同相通道链路的输出信号经模数转换电路量化后的信号的虚部可表示为：
方程式 (18)其中，
C ＝ Grsin(φr) 方程式 (19)
D ＝ Grcos(φr) 方程式 (20)
类似的， 由方程式 (19) 和 (20) 可以得出增益参数 Gr 和迟延 τr 的估计。这样， I/ Q 增益不平衡和 I/Q 相位不平衡分别为 ：
ΔG ＝ G0-Gi/Gr 方程式 (21)
Δφ ＝ φi-φr 方程式 (22)
请参图 3， 展示了本申请一实施例中接收机 300 的功能模块图。接收机 300 包括 链路 301( 包括混频电路以及同相通道链路和正交通道链路 )、 模数转换电路 303 以及数字 信号处理器 305。数字信号处理器 305 包括加法器 307 以及 FIR 滤波器 309。测试信号输 入链路 301， 测试信号经链路 301 处理后被输出至模数转换电路 303， 模数转换电路 303 输 出数字信号 rm(n) 至加法器 307。FIR 滤波器 309 根据误差信号 err(n) 以及本地参考信号 ref(n) 计算获得信号 并将其输出至加法器 307。加法器 307 根据信号 rm(n) 和 计算获得误差信号 err(n)， 并将该误差信号 err(n) 输出至 FIR 滤波器 309。
去除实际非理想因素， 传统的 LMS 方法如下 ：
方程式 (23)其中， W 为权系数。 V(ref(n)) ＝ [ref(n-L)ref(n)...ref(n+P-1)] 其中， L 与 P 之和为矢量长度。 更新为 ： 方程式 (25)方程式 (24)W(n+1) ＝ W(n)+λ*(V(ref(n)))H*err(n) 方程式 (26)
这里 λ 为收敛因子。在已知权系数 W 和参数 (A、 B、 C、 D) 的关系的条件下， 利用 方程式 (26) 获得权系数 W， 再利用权系数 W 和其与参数的关系， 可以获得参数估计。
由于上述方法隐含条件是实部虚部正交， 在 IQ 不平衡条件下不能应用。因此这里 的更新可以将传统的更新以实数更新代替， 即：
方程式 (27) 方程式 (28) 方程式 (29) 方程式 (30) 方程式 (31) 经过一段时间收敛， 有： 方程式 (32)
这样， 利用以上方法 ( 如方程式 (13)-(22) 所示的方法 ) 可计算获得 I/Q 增益不 平衡和 I/Q 相位不平衡。
对于在混频电路后输入的基带测试信号而言， 增益偏差和迟延偏移可以采用类似 方法， 只是最终的迟延偏移为 ：
Δτ ＝ Δφ/fc 方程式 (33)
从上述的测量过程来看， 这种方法不依赖于射频参考信号， 即可用的测试信号种 类繁多， 但为了简化测试源和本地信号发生器设计， 建议选择简单信号， 如单频或多频信 号， 尤其是单频信号。
增益测量可以通过估算信号功率或幅度获得。 由于数据链路中各模块对信号的放 大或衰减效果是未知的， 因此， 绝对的增益估计是非常困难的。 而且自动增益控制机制对增 益的调整是通过改变增益模块的相对增益值来实现的。这样， 增益测量可以转换为对指定 增益模块在不同增益设置下的增益偏差测量。本申请的一个实施例中， 先测量指定增益模 块在指定增益设置下的输出信号功率或幅度， 维持链路上其他模块设置， 仅改变该模块的 增益设置， 再测量输出信号功率或幅度， 对比两次测量结果， 即可得出台阶偏差。 以此类推， 测量接收机链路中主要增益模块， 如低噪声放大电路、 混频电路、 低通滤波电路以及增益较 大的一些可编程放大器等， 的台阶偏差， 再根据获得的这些台阶偏差修改自动增益控制配 置表中的增益设置， 即可达到补偿增益偏差的目的。请参下表 1， 为自动增益控制配置表的一个示例， 借以说明本申请一个实施例中的 增益补偿方法。其中， LNA 为低噪声放大电路， MIXER 为混频电路， LPFI 为同相通道链路的 低通滤波电路， LPFQ 为正交通道链路的低通滤波电路， PGA1I 为同相通道链路的第一个可编 程放大器， PGA1Q 为正交通道链路的第一个可编程放大器， PGAnI 为同相通道链路的第 n 个可 编程放大器， PGAnQ 为正交通道链路的第 n 个可编程放大器。假设自动增益控制配置表包括 如表 1 所示的两条配置， 其中， 配置 1 的增益为 68dB， 配置 2 的增益为 35dB， 两者增益差为 33dB。又假设经检测得知低噪声放大电路在 32dB 增益设置下与 16dB 增益设置下的实际 台阶为 15dB， 而非标准的 16dB。为保证配置 1 和配置 2 的增益差为 33dB， 需要补偿 1dB 台 阶差， 因此， 可以将配置 1 中 PGAnI 或 PGAnQ 的增益设置调整为 5dB， 或者将配置 2 中 PGAnI 或 PGAnQ 的增益设置调整为 2dB。 总之， 对于链路增益的测量和补偿， 可以先测量主要增益模块 的台阶差， 再根据测量获得的台阶差调整自动增益控制配置表中的设置， 使得配置表中各 增益设置之间的增益差符合要求。
LNA 配置 1 配置 2
MIXER 16dB 8dBLPFI 8dB 4dBLPFQ 8dB 4dBPGA1I 8dB 4dBPGA1Q 8dB 4dBPGAnI 4dB 3dBPGAnQ 4dB 3dB32dB 16dB表1
测量过程中对模数转换电路输出的数字信号的有效位宽、 信噪比以及直流分量等 有一定的要求。 在本申请的一个实施例中， 当测量指定的模块的增益偏移时， 首先将模数转 换电路输出的数字信号调整到参考电压范围内， 然后进行上述测量。 此外， 考虑到各个模块 存在不同的直流偏置， 为了提高估计精度， 模数转换电路的输出信号需要做去直流处理。
输入测试信号与输出信号的增益关系在对数域为 ：
方程式 (33)其中， N 为被测链路中的如低噪声放大器、 混频电路以及各种放大器等增益模块的 数量。Gi 为第 i 个增益模块在指定增益配置下的增益。Vm 和 Vout 分别为测试信号的电压和 被测链路输出信号的电压。
在进行增益测量时， 测试信号电压应保证在被测放大器最大倍数下输出有效， 即：
方程式 (34)其中， Gi0 为模块 i 最低增益， Δi0 表示该设置下对应的最大可能偏差， Vref_max 表示 参考电压最大值。
同时， 测试信号电压应保证在被测放大器最小倍数下输出有效， 即：
方程式 (35) 其中， Gi1 为模块 i 最大增益， Δi1 表示该设置下对应的最大可能偏差， Vref_min 表示参考电压最小值。其中， Vref_max 和 Vref_min 根据对应的模数转换电路的参数设置。
对给定组合下的测试， 类似的有 ：
方程式 (36) 且 方程式 (37)其中， N′表示指定的测试组合。
对给定的测试信号和被测模块增益值， 统计模数转换电路输出信号的平均功率或 增益， 与参考值比较， 得到偏差 ：
Voff ＝ Vref-Vout 方程式 (38)
其中， Vref 为参考电压。 根据测量的精度要求设置两个门限值 th1 和 th2， 以保证输 出信号的有效位宽。如果 Voff ＜ th1 则需要降低除被测模块以外其他模块的总的增益 ； 如 果 Voff ＞ th2 则需要提高除被测模块以外的其他模块的总的增益 ； 如果 th1 ≤ Voff ≤ th2， 则表明调整符合要求。
为保证调整可实现， 需保证以下方程式 (39) 有解。
方程式 (39)其中， ΔGi 为第 i 个增益模块的增益台阶， 增益台阶是指两个相邻增益设置之间 的增益差。li 为调整的台阶数。变量 li 在不同的测试条件下， 其集合会发生变化。如某一 放大器， 设计的增益为 18、 6、 -6 和 18dB， 当其在某一测试链路中被设置为 18dB， 则其集合 为 {0， -1， -2， -3}， 而当设为 6dB 时， 则其集合为 {1， 0， -1， -2}。此外， 这个表达式来看， 为 了简化变量求解， 应要求对指定的模块， 其增益台阶应相同， 否则， 出现多个台阶后， 上面的 表达式会变得比较繁琐， 进而求解复杂度加大。 另一方面， 为了实现自动增益控制的快速调 整， 不同放大模块的增益台阶可以不同， 增益的分辨力由最小台阶的增益模块保证。 在本申 请的一个实施例中， 其他模块的增益台阶为最小增益的整数倍， 这样一方面方程式 (39) 易 求解， 另一方面， 设计自动增益控制配置表时也比较方便。 此外， 为了调整方便， 最小增益模 块的动态范围应不小于次小的增益模块台阶。
例如， 可以定义低噪声放大器的台阶为 16dB， 混频电路的台阶为 8dB， 部分中频或 基带放大器为 32dB 或 16dB 或 8dB 或 4dB， 最小台阶为 1dB。 如果定义的增益台阶满足上述关系， 调整可以采用下面方法进行 ：
首先， 如果 Voff ＜ th1 则需要降低除被测模块外其他模块的总的增益， 由于此时信 号可能出现削峰， 根据数字信号测量获得的功率不可靠， 因此， 需要逐步降低增益。
其次， 如果出现放大不够时， 即 Voff ＞ th2， 此时首先用最小台阶增益去补偿偏差 模次最小的余数， 这样后续调整不需要最小台阶。如果最小台阶的模块处于最大增益状态 仍未补偿完最小的余数， 则反向调整该模块， 这样调整后的增益偏差逼近次最小台阶的倍 数。 在另一实施例中， 如果最小台阶的模块处于最大增益状态仍未补偿完最小的余数， 则查 询下一个具有相同增益台阶的模块是否也处于最大增益状态。如否， 则直接调整， 否则， 调 整次小台阶的模块增益， 然后再回调次最小增益台阶的模块。 以此类推， 直到找到符合条件 的解。如果查询所有的模块， 不等式一直不成立， 则报错， 需要调整测试信号的电压。需要
注意的是， 被测模块不参与增益调整， 低噪声放大器和混频电路也尽量避免参与。 实现中根 据上面所述的测试信号电压， 设计合理的增益初值以满足避免后续测试信号电压的调整和 减少上述搜索模块增益设置的复杂度。
在完成 I/Q 增益不平衡测量后， 需要对其进行补偿， 以加快自动增益控制环路的 收敛。 接收机可以根据所测量的增益设置调整增益模块相关参数， 在电路上进行补偿， 但该 方法比较繁琐。 在本申请的一个实施例中， 直接在自动增益控制配置表上进行更新， 而不用 修改电路， 实现更为简单。
增益分配表的更新可以根据得到的偏差计算出某一链路增益的偏差， 采用类似于 上述增益调整的方法调整链路模块的增益设置将偏差减少到最小台阶以下。 这样自动增益 控制机制的调整是基于更新的分配表实现， 对前端和后段的电路都不用做修改。
对于增益测量以及 I/Q 不平衡参数的测量， 可以在接收机开机时进行， 也可以在 接收机工作过程中通过时分双工等手段进行。
请参图 4， 展示了本申请一实施例中测试信号产生电路 400 的功能模块图。 测试信 号产生电路 400 包括 ： 晶体振荡器 401、 参考分频器 403、 开关 405、 锁相环 407、 压控振荡器 409、 环路分频器 411、 本地载波产生电路 413、 混频电路 415 以及开关 417。参考分频器 403 的输入端和输出端分别与晶体振荡器 401 和锁相环 407 连接。开关 405 与参考分频器 403 的输出端连接。 压控振荡器 409 的输入端与锁相环 407 连接， 其输出端与环路分频器 411 以 及本地载波信号产生电路 413 连接。本地载波信号产生电路 413 的输出端与混频电路 415 的输入端连接。开关 417 与混频电路 415 的输出端连接。晶体振荡器 401 产生信号 402。 参考分频器 403 接收信号 402 并通过分频利用信号 402 产生信号 404， 其中， 信号 404 的频 率在有用基带信号的带宽内。若开关 405 闭合， 信号 404 将被输出至被测电路作为基带测 试信号。信号 404 经锁相环 407 处理后被送至压控振荡器 409， 以保持由锁相环 407 输出信 号的频率稳定。压控振荡器 409 利用该处理后的信号产生信号 410。环路分频器 411 接收 信号 410， 并通过分频利用信号 410 产生信号 412。信号 412 被反过来用于调整锁相环 407。 本地载波信号产生电路 413 接收信号 410 并利用信号 410 产生信号 414， 其中， 信号 414 是 一本地载波信号。混频电路 415 接收信号 414 与信号 404， 并将两者混频产生信号 416， 其 中， 信号 416 是射频信号， 并且其频率在有用的射频范围内。当开关 417 闭合， 信号 416 被 输出至被测电路作为射频测试信号。如业界一般技术人员所知， 一般的接收机包括了测试 信号产生电路 400 的大部分模块， 以产生用于产生同相分量信号和正交分量信号的本地载 波信号， 以简化接收机的结构并降低芯片成本。在一个实施例中， 测试信号产生电路 400 与 一接收机共享了以下电路 ： 晶体振荡器 401、 参考分频器 403、 锁相环 407、 压控振荡器 409、 环路分频器 411 及本地载波产生电路 413。在一个实施例中， 信号 402 和信号 404 可以是正 弦波信号， 并且具有有用的信号带宽。
在本申请的另一实施例中， 可扩大最小增益台阶模块的增益范围， 保证最大链路 偏差在扩充的增益范围内， 这样， 更新增益配置表时， 仅需要更新该最小增益台阶模块的设 置即可。