使用校准来减小混频器之前的差分接收机路径中的非线性.pdf

本发明描述了用于无线设备的接收机。该接收机包括含有差分输入的低噪声放大器。该接收机还包括耦合至该低噪声放大器的混频器。该接收机进一步包括耦合至该低噪声放大器之后的级的二阶互调减小电路系统。该二阶互调减小电路系统提供对这些差分输入的偏置。

权利要求书一种用于无线设备的接收机，包括：
低噪声放大器，包括差分输入；
混频器，耦合至所述低噪声放大器；以及
二阶互调减小电路系统，耦合至所述低噪声放大器之后的级，其中，所述二阶互调减小电路系统提供对所述差分输入的偏置。
如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述低噪声放大器之后的所述级包括所述混频器。
如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述二阶互调减小电路系统包括：
二阶互调检测和校准电路系统；以及
可调节偏置电路系统，其中所述可调节偏置电路系统生成第一偏置信号和第二偏置信号，其中所述差分输入的第一差分输入接收所述第一偏置信号，并且其中所述差分输入的第二差分输入接收所述第二偏置信号。
如权利要求3所述的接收机，其特征在于，所述第一偏置信号和所述第二偏置信号是通过校准而不平衡的。
如权利要求3所述的接收机，其特征在于，所述第一偏置信号和所述第二偏置信号在所述低噪声放大器的所述差分输入处创建电流不平衡。
如权利要求3所述的接收机，其特征在于，所述第一偏置信号和所述第二偏置信号在所述低噪声放大器的所述差分输入处创建电压不平衡。
如权利要求3所述的接收机，其特征在于，所述二阶互调减小电路系统减小在所述混频器之前的、引入到收到信号的二阶互调失真。
如权利要求3所述的接收机，其特征在于，所述二阶互调减小电路系统减小在所述混频器之前的、由板匹配组件中的不平衡、走线和失配、以及所述低噪声放大器和跨导级中的非线性引起的二阶互调失真。
如权利要求4所述的接收机，其特征在于，执行校准使二阶互调失真最小化。
如权利要求9所述的接收机，其特征在于，校准包括调节所述第一偏置信号和所述第二偏置信号之间的所述不平衡。
如权利要求1所述的接收机，其特征在于，进一步包括：
表面声波滤波器；以及
匹配电路系统。
如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述低噪声放大器的第一差分输出和第二差分输出被耦合至所述混频器。
一种用于减小接收机中的失真的方法，所述方法包括：
接收射频信号；
放大所述射频信号；
检测失真电平；
引入可编程增量差分偏置；以及
校准所述可编程增量差分偏置以减小所述接收机中的失真。
如权利要求13所述的方法，其特征在于，进一步包括：
将经放大的射频信号下变频；以及
放大经下变频的信号。
如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述失真包括二阶互调失真。
如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述射频信号包括在混频器之前引入的二阶互调失真。
如权利要求15所述的方法，其特征在于，板匹配组件中的不平衡、走线和失配、以及低噪声放大器和跨导级中的非线性导致所述二阶互调失真。
如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述可编程增量差分偏置包括第一偏置信号和第二偏置信号，其中低噪声放大器的第一差分输入接收所述第一偏置信号，其中所述低噪声放大器的第二差分输入接收所述第二偏置信号，并且其中所述第一偏置信号和所述第二偏置信号是不平衡的。
如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述第一偏置信号和所述第二偏置信号在所述低噪声放大器的差分输入处创建电流不平衡。
如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述第一偏置信号和所述第二偏置信号在所述低噪声放大器的差分输入处创建电压不平衡。
如权利要求15所述的方法，其特征在于，所执行的校准包括现场校准，所述现场校准包括：
将发射信号路径的频率编程为以一功率电平处于接收信号路径预期频率的一半；
测量低噪声放大器的输出；以及
调节所述差分偏置以使二阶互调失真最小化。
如权利要求15所述的方法，其特征在于，所执行的校准包括芯片级的工厂校准，所述芯片级的工厂校准包括：
向接收机输入施加处于接收信号路径预期频率一半的频率的外部单正弦频调；
测量接收机输出处的输出振幅；
调节所述差分偏置以使二阶互调失真最小化；以及
将与经调节的差分偏置相关联的代码存储于存储器中。
如权利要求15所述的方法，其特征在于，所执行的校准包括板级的工厂校准，所述板级的工厂校准包括：
向接收机输入施加处于接收信号路径预期频率一半的频率的外部单正弦频调；
测量接收机输出处的输出振幅；
调节所述差分偏置以使二阶互调失真最小化；以及
将与经调节的差分偏置相关联的代码存储于存储器中。
如权利要求15所述的方法，其特征在于，所执行的校准包括片上频调发生，所述片上频调发生包括：
配置所述接收机内部的振荡器；
向接收机输入施加由所述振荡器发生的、处于接收信号路径预期频率一半的频率的正弦频调；
测量接收机输出处的输出振幅；
调节所述差分偏置以使二阶互调失真最小化；以及
将与经调节的差分偏置相关联的代码存储于存储器中。
如权利要求18所述的方法，其特征在于，校准调节所述第一偏置信号和所述第二偏置信号之间的所述不平衡。
一种配置成用于减小接收机中的失真的设备，包括：
用于接收射频信号的装置；
用于放大所述射频信号的装置；
用于检测失真电平的装置；
用于使用所述失真电平在低噪声放大器的差分输入处引入可编程增量差分偏置的装置；以及
用于校准所述可编程增量差分偏置以减小所述接收机中的失真的装置。
如权利要求26所述的设备，其特征在于，进一步包括：
用于将经放大的射频信号下变频的装置；以及
用于放大经下变频信号的装置。
如权利要求26所述的设备，其特征在于，所述失真包括二阶互调失真。
如权利要求28所述的设备，其特征在于，所述射频信号包括在混频器之前引入的二阶互调失真。
如权利要求28所述的设备，其特征在于，板匹配组件中的不平衡、走线和失配、以及所述低噪声放大器和跨导级中的非线性导致所述二阶互调失真。
如权利要求26所述的设备，其特征在于，所述可编程增量差分偏置包括第一偏置信号和第二偏置信号，其中所述低噪声放大器的第一差分输入接收所述第一偏置信号，其中所述低噪声放大器的第二差分输入接收所述第二偏置信号，并且其中所述第一偏置信号和所述第二偏置信号是不平衡的。
一种包括计算机可读介质的计算机程序产品，在所述计算机可读介质上具有指令，所述指令包括：
用于使计算机接收射频信号的代码；
用于使计算机放大所述射频信号的代码；
用于使计算机检测失真电平的代码；
用于使计算机使用所述失真电平在低噪声放大器的差分输入处引入可编程增量差分偏置的代码；以及
用于使计算机校准所述可编程增量差分偏置以减小所述接收机中的失真的代码。
如权利要求32所述的计算机程序产品，其特征在于，所述指令进一步包括：
用于使计算机将所放大的射频信号下变频的代码；以及
用于使计算机放大经下变频的信号的代码。
如权利要求32所述的计算机程序产品，其特征在于，所述失真包括二阶互调失真。
如权利要求34所述的计算机程序产品，其特征在于，所述射频信号包括在混频器之前引入的二阶互调失真。
如权利要求34所述的计算机程序产品，其特征在于，板匹配组件中的不平衡、走线和失配、以及所述低噪声放大器和跨导级中的非线性导致所述二阶互调失真。
如权利要求32所述的计算机程序产品，其特征在于，所述可编程增量差分偏置包括第一偏置信号和第二偏置信号，其中所述低噪声放大器的第一差分输入接收所述第一偏置信号，其中所述低噪声放大器的第二差分输入接收所述第二偏置信号，并且其中所述第一偏置信号和所述第二偏置信号是不平衡的。

说明书使用校准来减小混频器之前的差分接收机路径中的非线性
技术领域
本公开一般涉及无线通信系统。具体而言，本公开涉及使用校准来减小混频器之前的差分接收机路径中的非线性的系统和方法。
背景
无线设备已经变得越来越小并且越来越强大以满足消费者需要并增进便携性和便利性。消费者已变得依赖于诸如蜂窝电话、个人数字助理（PDA）、膝上型计算机及诸如此类的无线设备。消费者业已开始期望得到可靠的服务、扩张的覆盖区域、以及增强的功能性。
无线设备可使用接收机来接收无线通信。接收机可使用各种电路系统组件来将所接收到的无线通信转换成可使用的格式。此类电路系统组件可包括混频器、放大器、滤波器、模数转换器（ADC）和数字信号处理器（DSP）。每个电路系统组件可包括线性和非线性部分。因此，电路系统组件可能向所接收到的信号引入非线性，由此降低接收机的灵敏度。
滤波器已被用来移除一些非线性。然而，一些非线性太靠近期望信号以致不能使用滤波器来移除。用于移除从电路系统组件引入到收到信号中的非线性的改进方法可以实现诸多益处。
附图简要说明
图1示出用在本系统和方法中的无线设备；
图2是图解用在本系统和方法中的接收机的框图；
图3是图解具有二阶互调（IM2）减小电路系统的示例性接收机的框图；
图4是用于在示例性接收机中减小二阶互调（IM2）失真的方法的流程图；
图5示出示例性低噪声放大器（LNA）输入和输出信号；
图6示出示例性混频器输入信号和扰乱频率；
图7A示出不具有二阶互调（IM2）消去的混频器的输出；
图7B示出具有二阶互调（IM2）消去的混频器的示例性输出；
图8是图解用在本系统和方法中的示例性偏置电路系统的电路图；
图9是图解示例性实施例中的附加偏置电路系统的电路图；
图10是图解用在本系统和方法中的更多偏置电路系统的电路图；
图11是图解用在本系统和方法中的另一示例性接收机的框图；以及
图12解说可被包括在无线设备内的某些组件。
具体描述
措辞“示例性”在本文中用于表示“用作示例、实例或解说”。本文中描述为“示例性”的任何实施例不必被解释为优于或胜过其他实施例。
以下结合附图阐述的详细描述旨在作为本发明的示例性实施例的描述，而无意代表能在其中实践本发明的仅有实施例。本详细描述包括具体细节以提供对本发明的示例性实施例的透彻理解。对于本领域技术人员将显而易见的是，没有这些具体细节也可实践本发明的示例性实施例。在一些实例中，公知的结构和器件以框图形式示出以免湮没本文中给出的示例性实施例的新颖性。
图1示出用在本系统和方法中的无线设备102。在示例性实施例中，无线设备102可以是基站、无线通信设备、控制器、或诸如此类。基站是无线通信系统中与一个或多个无线通信设备通信的站。基站还可被称为接入点、广播发射机、B节点、演进B节点等，并且可包括其功能性的一些或全部。在本文中将使用术语“基站”。每一基站提供对特定地理区域的通信覆盖。基站可提供对一个或多个无线通信设备的通信覆盖。术语“蜂窝小区”可指基站和/或其覆盖区，这取决于使用该术语的上下文。
无线通信设备还可被称为终端、接入终端、用户装备（UE）、订户单元、站等，并且可包括其功能性的一些或全部。示例性无线通信设备可以是蜂窝电话、智能电话、个人数字助理（PDA）、无线设备、无线调制解调器、手持式设备、膝上型计算机等。无线通信设备在任何给定时刻可在下行链路和/或上行链路上与零个、一个、或多个基站通信。下行链路（或即前向链路）是指从基站至无线通信设备的通信链路，而上行链路（或即反向链路）是指从无线通信设备至基站的通信链路。
无线通信系统可以是能够通过共享可用系统资源（例如，带宽和发射功率）来支持多用户通信的多址系统。这类多址系统的示例包括码分多址（CDMA）系统、时分多址（TDMA）系统、频分多址（FDMA）系统、正交频分多址（OFDMA）系统、以及空分多址（SDMA）系统。
无线设备102可包括示例性接收机104。接收机104可使用天线108接收所传送的经射频（RF）调制的信号110、将所接收到的射频（RF）信号110从射频（RF）下变频到基带、数字化该基带信号以生成采样并数字处理这些采样以恢复由传送该经射频（RF）调制的信号的发射机发送的话务数据。示例性接收机104可包括低噪声放大器（LNA）112、混频器（或基带滤波器）116和二阶互调（IM2）减小电路系统120。
低噪声放大器（LNA）112可放大非常弱的信号并生成经放大的收到射频（RF）信号114。理想的低噪声放大器（LNA）112可放大收到信号而不向该收到信号引入失真。示例性的实际低噪声放大器（LNA）112可包括将二阶互调（IM2）失真引入到收到信号中的非线性组件。混频器116前的其他电路系统也会引入二阶互调（IM2）失真。
理想的混频器116可将输入信号从一个频率平移到另一个频率而不使该输入信号失真。然而，示例性的实际混频器116可具有导致在收到信号中产生二阶互调（IM2）失真的非线性特性。混频器116可接收经放大的收到射频（RF）信号114并输出基带信号118。二阶互调（IM2）是有问题的，因为二阶互调（IM2）失真的幅值可能很大并落到基带信号之上，由此使接收机104的性能降级。
用于使二阶互调（IM2）失真最小化的常规技术通过校准混频器116的输入处的二阶谐波而仅解决混频器116和后续各级的非线性。这并不校正电路板或低噪声放大器（LNA）112中的不平衡。低噪声放大器（LNA）112的第二级（即引入了附加增益并进一步隔离来自输入的本机振荡器（LO）泄漏的级）可被称作GM（跨导）级。因此，使用现有方法体系并不能减小低噪声放大器（LNA）112或（在混频器116之前的）板中的二阶互调（IM2）失真。举例而言，在（777‑794兆赫兹（MHz）范围中的）无线广域网（WWAN）（LTE）频带B13与全球定位系统（GPS）接收机（中心频率为1575.42MHz）并发期间，具有二阶非线性的低噪声放大器（LNA）112可产生该B13信号的落入到GPS频带中的二次谐波并需要在混频器116前被校正。换言之，B13频带的二次谐波落到靠近GPS频率之处。
为了减小/最小化混频器116之前的二阶互调（IM2）失真，可在示例性实施例中引入二阶互调（IM2）减小电路120作为接收机中从混频器116（或者任何后续级，诸如基带滤波器、基带放大器或模数转换器（ADC））到低噪声放大器（LNA）112的输入级的反馈。示例性二阶互调（IM2）减小电路系统120可包括偏置电路系统122以偏置被施加到差分低噪声放大器（LNA）112的输入级的偏置信号124的差分支路。偏置电路系统122在以下关于图8‑10进一步详细讨论。示例性二阶互调（IM2）减小电路系统120可在差分低噪声放大器（LNA）112的输入级处引入（通过电流或电压来实现的）可编程增量差分偏置以改善低噪声放大器（LNA）112的二阶互调（IM2）性能。
图2是图解用在本系统和方法中的接收机204的框图。图2的接收机204可以是图1中的接收机104的一种配置。接收机204可包括示例性低噪声放大器（LNA）212。低噪声放大器（LNA）212可以用固定或可变增益来放大收到射频（RF）信号210并提供经放大的射频（RF）信号214。示例性带通滤波器226可将经放大的射频（RF）信号214滤波并提供输入射频（RF）信号228。可选带通滤波器226可放行感兴趣的频带中的信号分量并移除带外噪声和不期望的信号分量。在一种配置中，带通滤波器226可以是表面声波（SAW）滤波器。
下变频混频器216可用来自示例性本机振荡器（LO）信号发生器230的同相和正交（I和Q）本机振荡器（LO）信号232将输入射频（RF）信号228下变频以产生I和Q基带信号234。本机振荡器（LO）信号是期望频率处的载波信号。I和Q本机振荡器（LO）信号232异相90度，但具有相同的频率。I和Q本机振荡器（LO）信号232的频率被选择为使得感兴趣的射频（RF）信道中的信号分量被下变频到基带或基带附近。
基带滤波器236可将I和Q基带信号234滤波以放行感兴趣的射频（RF）信道中的信号分量并移除可能由下变频过程产生的噪声和不期望的分量。基带滤波器236可以是抑或低通滤波器、抑或带通滤波器，这取决于操作模式。基带滤波器236可生成I和Q经滤波信号238。放大器240可以用固定或可变增益来放大I和Q经滤波信号238以获得经放大I和Q信号242。示例性二阶互调（IM2）减小模块220可从放大器240（这可被称作基带滤波器的输出）接收经放大I和Q信号242。在示例性实施例中，二阶互调（IM2）减小模块220可代之以从模数转换器（ADC）244或数字信号处理器（DSP）248接收信号。二阶互调（IM2）减小模块220可随后向低噪声放大器（LNA）212提供偏置信号224a并向下变频混频器216提供偏置信号224b。
示例性模数（ADC）转换器244可数字化经放大I和Q信号242并向数字信号处理器（DSP）248提供数据采样246。数字信号处理器（DSP）248可如由系统所规定地对数据采样246执行数字信号处理（例如，解调、解交织、解码）。
控制器250可指导接收机204内各种处理单元的操作。存储器单元252可存储供控制器250用的数据和程序代码。图2示出了示例性接收机204的具体设计。一般而言，接收机204可使用一级或多级的放大器、滤波器、混频器等来执行信号调理，它们可与图2中所示的设计不同地被安排。此外，接收机204可采用图2中未示出的其它电路块。
图3是图解具有二阶互调（IM2）减小电路系统320的示例性接收机304的框图。图3的接收机304可以是图1中的接收机104的一种配置。接收机304可包括接收射频（RF）信号110的天线308。可选的表面声波（SAW）滤波器354可将收到射频（RF）信号110滤波。在示例性实施例中，该SAW滤波器354可以是带通滤波器226。
SAW滤波器354可耦合至可选的匹配电路系统355。匹配电路系统355可随后耦合至低噪声放大器（LNA）312。图3的低噪声放大器（LNA）312可以是图1的低噪声放大器（LNA）112的一种配置。低噪声放大器（LNA）312可包括差分输入Vinp（Vin正）358和Vinn（Vin负）360。差分输入Vinp358和Vinn360可被耦合至匹配电路系统355。差分输入Vinp358和Vinn360中的每一个可被耦合至源负载356c、356d，源负载356c，356d耦合至地。虽然源负载356c、356d在示例性实施例中被示为电感器，但源负载356c、356d可以是电感器、LC（电感器‑电容器）电路、变压器、NMOS晶体管、电阻器等。
示例性低噪声放大器（LNA）312可包括差分输出Voutp357和Voutn359。Vinp358可经由两个金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）361a、361c耦合至Voutp357。MOSFETS361a、361c可各自具有可被独立偏置的隔离基板以改善耦合并允许不同的背栅（back‑gate）偏置电平。Voutp357可经由示例性负载356a被耦合至电源电压。Vinn360可经由两个晶体管361b、361d被耦合至Voutn359。Voutn359可经由示例性负载356b被耦合至电源电压。负载356a、356b可以是电感器、LC（电感器‑电容器）电路、变压器、PMOS晶体管、电阻器等。Voutn359和Voutp357可各自耦合至混频器316。图3的混频器316可以是图1的混频器116的一种配置。通常，混频器316之后跟随着基带滤波器，该基带滤波器执行信号的滤波并增加增益以使输出电平达到期望电平。因此，图3的混频器316被示为混频器+基带316。
混频器316可被耦合至二阶互调（IM2）减小电路系统320中的示例性二阶互调（IM2）检测和校准电路系统362。图3的二阶互调（IM2）减小电路系统320可以是图1的二阶互调（IM2）减小电路系统120的一种配置。二阶互调（IM2）检测和校准电路系统362可产生第一反馈信号363a和第二反馈信号363b以减小二阶互调（IM2）失真。在示例性实施例中，第一反馈信号363a可被反馈回混频器316以调节混频器栅极上的偏置电平。第二反馈信号363b可被反馈回可调节偏置电路系统364以调节低噪声放大器（LNA）312中的偏置电平。
可调节偏置电路系统364可生成差分偏置信号Bias（偏置）N365和Bias P366。在示例性实施例中，Bias N365和Bias P366可各自是所生成的电压信号。通常，低噪声放大器（LNA）312的两个差分支路（即，Vinp358and Vinn360）是使用相同的复制源被类似地偏置的。（通过校准）被施加到低噪声放大器（LNA）312的每一个差分支路的偏置信号的不平衡可改善低噪声放大器（LNA）312的二阶非线性。例如，Bias N365信号和Bias P366信号可以不同。Bias N输出369可经由电阻器370耦合至Vinn360，该电阻器370向低噪声放大器（LNA）312的输入级引入电压偏置。Bias P输出368可经由电阻器367耦合至Vinp358，该电阻器367也向低噪声放大器（LNA）312的输入级引入电压偏置。
可以用许多方式引入偏置信号中的不平衡。在诸如类似图3的共源级配置的示例性实施例中，偏置信号中的不平衡可通过在去往低噪声放大器（LNA）312的输入处创建电压不平衡来引入。在共栅极配置中，偏置信号中的不平衡可通过在去往低噪声放大器（LNA）312的输入处创建电流不平衡来引入。在共源级配置中，偏置信号中的不平衡还可使用栅‑阴器件调节来引入，虽然这在抑制二阶互调（IM2）失真方面效果较差。在栅‑阴器件调节中，栅‑阴器件的栅极电压可被调节以减小二阶互调（IM2）。栅‑阴器件调节的影响比调节输入器件的偏置电平小很多。
因此，示例性二阶互调（IM2）减小电路系统320减小由于混频器316、低噪声放大器（LNA）312和板引起的二阶互调（IM2）失真。现有解决方案仅考虑到混频器316中的二阶互调（IM2）失真，而并不减小由于低噪声放大器（LNA）312和在混频器316之前的其他电路系统引起的二阶互调（IM2）失真。
图4是用于在示例性接收机104中减小二阶互调（IM2）失真的方法400的流程图。方法400可由无线设备102上的接收机104来执行。接收机104可接收信号（402）。该信号可以是射频（RF）信号110。接收机104可使用放大器放大该信号（404）。在示例性实施例中，该放大器可以是低噪声放大器（LNA）112。接收机104可随后使用混频器116将经放大信号下变频（406）。混频器116可将该信号从一个频率平移到另一个频率。接收机104可使用放大器240来放大经下变频的信号（408）。接收机104可随后检测二阶互调（IM2）电平（410）。
接收机104可使用该二阶互调（IM2）电平在放大器的输入级处引入示例性可编程增量差分偏置（412）。该可编程增量差分偏置可以是提供给放大器的差分输入的电压不平衡。例如，该可编程增量差分偏置可以是以上关于图3所讨论的偏置信号Bias N365和Bias P366。接收机104可随后校准该可编程增量差分偏置以改善该放大器的二阶非线性（414）。在一示例性实施例中，接收机104可调节Bias N365信号与Bias P366信号之间的不平衡以减小放大器中的二阶互调（IM2）失真。
校准可编程增量差分偏置（414）可使用多种方法中的一种来执行。在一示例性实施例中，可使用现场校准。如果系统包括发射信号（Tx）路径，则现场校准是优选的。在现场校准中，在引导（冷启动）期间，发射信号（TX）路径的频率可被编程为以指定功率电平处于接收信号（RX）路径预期频率的1/2。可随后测量低噪声放大器（LNA）112的输出处的信号振幅并可调节差分偏置直至二阶互调（IM2）失真产物被最小化。这些代码（即，针对输入器件偏置电平的编程值）可被存储以供将来热启动使用。在工厂校准之后，可存储产生最低二阶互调（IM2）失真产物的代码，以使得现场校准不是必要的。调节差分偏置在以下关于图8‑10讨论。
还可执行芯片级的工厂校准，虽然这可能是较不优选的。在工厂测试的示例性实施例中，可向低噪声放大器112的输入施加处于预期带内信号的频率的1/2处的外部单正弦频调。可随后测量基带滤波器输出处的（由于二阶非线性引起的）输出振幅并可调节偏置电平Bias N365和Bias P366直至二阶互调（IM2）失真被最小化。该代码可被存储于非易失性存储器中。执行芯片级的工厂校准的一个缺点是板级失配与所存储的代码并不配对，因此将仅解决内部（低噪声放大器（LNA）112）二阶互调（IM2）失真。
还可执行板级的工厂校准。在工厂测试的示例性实施例中，可在接收机104的输入处施加处于预期带内信号的频率的1/2处的外部单正弦频调。随后可在接收机104的输出处测量（由于二阶非线性引起的）输出振幅。该代码可被存储于非易失性存储器中。在此情形中，板级以及芯片级失配被解决并与整个输入路径配对。
片上频调发生还可用来校准可编程增量差分偏置。这可能需要配置芯片内部的振荡器。片上频调发生可代替使用外部频调发生器。此外，片上频调发生可在抑或现场校准、抑或工厂校准期间使用。
图5示出示例性低噪声放大器（LNA）输入510和输出514a‑b信号。低噪声放大器（LNA）输入510可包括两个扰乱信号，ω1和ω2。这两个扰乱频率的总和（ω1+ω2）或差量△（ω1‑ω2）可被表达为F0/2。当F0/2靠近带内信号时，所产生的二阶互调（IM2）失真584可使接收机104的灵敏度显著降级。
如果未使用校准，则来自扰乱频率（诸如F0）的谐波可导致低噪声放大器（LNA）输出514a处的二阶互调（IM2）失真584a。如果使用了校准，则可减小低噪声放大器（LNA）输出514b处的二阶互调（IM2）失真584。
图6示出示例性混频器输入信号570和扰乱频率571。扰乱频率可以是频率ω1571b和ω2571a处的非期望信号分量。扰乱频率571可对应于由干扰发射机传送的信号。混频器输入信号570可以是以频率ω0为中心的期望信号分量。扰乱频率571可能在振幅上比混频器输入信号570高很多并且可能在频率上位于靠近期望信号分量的位置。
当这两个扰乱频率571的总和（ω1+ω2）或差量△（ω1‑ω2）靠近带内信号时，所产生的二阶失调（IM2）失真584可使接收机104的灵敏度显著降级。来自扰乱频率571的、靠近带内信号的谐波（例如，2ω2）也可引起二阶互调（IM2）失真。来自低噪声放大器（LNA）112的带内二阶互调（IM2）失真可能由（由于板和封装级失配引起的）输入不平衡、扰乱电平（在并发期间较高的扰乱电平导致较高的二阶互调（IM2）失真电平）、（晶体管级的）电路非线性、和电路失配（差分路径中的布置、走线、和工艺变动）导致。
图7A示出不具有二阶互调（IM2）消去的混频器116的输出。混频器116的输出可以是基带信号118。2ω2674a、ω1+ω2674b和2ω1674c处的互调分量可被容易地滤除。ω1‑ω2673处的二阶互调（IM2）失真可能与混频器116的输出信号672交迭。二阶互调（IM2）失真可能难以滤除，因为它靠近期望信号分量。二阶互调（IM2）失真可充当使接收机104的性能降级的附加噪声。
图7B示出具有二阶互调（IM2）消去的混频器116的示例性输出772。混频器116的输出772可以是基带信号118。2ω2774a、ω1+ω2774b和2ω1774c处的互调分量可被容易地滤除。ω1‑ω2处的二阶互调（IM2）失真773已在基带信号118中被减小。如果二阶互调（IM2）消去是有效的，那么基带信号118可以本质上是无二阶互调（IM2）失真的，并且对于示例性接收机104将可达成性能提升。
去往低噪声放大器（LNA）112的输入Vinp358可使用式（1）来表示：
Vinp=0.5(A1+△A1)cos(ω1t+θ1)+0.5(A2+△A2)cos(ω2t+θ2)。        (1)
A1是低噪声放大器（LNA）112输入处的第一扰乱571b的幅值。A2是低噪声放大器（LNA）112输入处的第二扰乱571a的幅值。△A1是第一扰乱571b在低噪声放大器（LNA）112的两个差分输入Vinn360和Vinp358之间的幅值失配。△A2是第二扰乱571a在低噪声放大器（LNA）112的两个差分输入Vinn360和Vinp358之间的幅值失配。ω1是第一扰乱571b的频率，并且ω2是第二扰乱571a的频率。θ1是第一扰乱571b在低噪声放大器（LNA）112的两个差分输入之间的相位差，并且θ2是第二扰乱571a在低噪声放大器（LNA）112的两个差分输入之间的相位差。△θ=θ1‑θ2。去往低噪声放大器（LNA）112的输入Vinn360可使用式（2）来表示：
Vinn=0.5(A1)cos(ω1t)‑0.5(A2)cos(ω2t)。                     (2)
低噪声放大器（LNA）112的输出Voutp357处的二阶互调（IM2）失真电平可使用式（3）来计算：
IM2@Voutp=
0.5(α2+△α2)(A1+△A1)(A2+△A2)cos[(ω1‑ω2)t+(θ1‑θ2)]。           (3)
α2是二阶非线性系数。△α2是α2在两个低噪声放大器（LNA）112分支之间的失配。低噪声放大器（LNA）112的示例性输出Voutn359处的二阶互调（IM2）失真电平可使用式（4）来计算：
IM2@Voutn=
0.5α2(A1)(A2)cos[(ω1‑ω2)t]。             (4)
低噪声放大器（LNA）112的示例性输出Voutp357和Voutn359处的二阶互调（IM2）失真电平（分别为IM2@Voutp和IM2@Voutn）之间的差IM2@Vout,diff可使用式（5）来计算：
IM2@Vout,diff=IM2@Voutp‑IM2@Voutn